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問(wèn)題已開(kāi)啟
(普通問(wèn)題)
【求助】OFDM的問(wèn)題
請(qǐng)教個(gè)問(wèn)題：OFDM符號(hào)間為什么還會(huì)有碼間干擾？為了消除OFDM符號(hào)間干擾，可以插入保護(hù)間隔來(lái)消除，既然這樣為什么不直接加保護(hù)間隔，而要這么麻煩的進(jìn)行串并變換，分割子載波？
多謝了
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提問(wèn)者:
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問(wèn)題答案
( 4 )
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串/并 |
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插入保護(hù)間隔 |
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數(shù)字上變頻 |
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IFFT |
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并/串 |
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編碼 |
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數(shù)字調(diào)制 |
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并/串 |
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去掉保護(hù)間隔 |
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數(shù)字下變頻 |
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FFT |
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串/并 |
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解碼 |
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數(shù)字調(diào)制 |
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信道 |
回答者：
cljnn
回答時(shí)間：2011-03-29 20:43
28
6
串并轉(zhuǎn)換和分割子載波的目的不僅僅是為了減小ISI，主要還是通過(guò)串并轉(zhuǎn)化，將高速的數(shù)據(jù)類業(yè)務(wù)轉(zhuǎn)化為低速的數(shù)據(jù)業(yè)務(wù)，從而擴(kuò)大數(shù)據(jù)速率..
salooloo86 2011-10-27 23:41
本想發(fā)個(gè)圖上來(lái)，但是發(fā)不成，只能手改一下了。
系統(tǒng)組成: 由 編碼
至數(shù)字調(diào)制 至串 / 并 至IFFT 至并 / 串 至插入保 護(hù)間隔 至數(shù)字上 變頻 至信道至數(shù)字下 變頻至 去掉保 護(hù)間隔至 串 / 并至FFT至并 / 串 至 數(shù) 字 調(diào)制 至 解碼
1.1 信道編碼 編碼可以采用各種碼，如分組碼、卷積碼等，其中卷積碼的效果要比分組碼好，但分組 碼的編解碼實(shí)現(xiàn)更為簡(jiǎn)單。 1.2 子載波調(diào)制 子載波的數(shù)字調(diào)制將進(jìn)行信道編碼后的傳輸信號(hào)轉(zhuǎn)換成載波幅度和相位的映射， 一般采 用 QAM 或 MPSK 方式。調(diào)制信號(hào)星座在 IFFT 之前根據(jù)調(diào)制模式形成。 1.3 保護(hù)間隔 這種保護(hù)間隔是一種循環(huán)復(fù)制，增加了符號(hào)的波形長(zhǎng)度，在符號(hào)的數(shù)據(jù)部分，每一個(gè)子載波 內(nèi)有一個(gè)整數(shù)倍的循環(huán)，此種符號(hào)的復(fù)制產(chǎn)生了一個(gè)循環(huán)的信號(hào)，即將每個(gè) OFDM 符號(hào)的 ，在交接點(diǎn)沒(méi)有任何的 后 Tg 時(shí)間中的樣點(diǎn)復(fù)制到 OFDM 符號(hào)的前面，形成循環(huán)前綴（CP） 間斷。 1.4 數(shù)字上下變頻 發(fā)射機(jī)將基帶信號(hào)與所需傳輸?shù)念l率進(jìn)行上變頻操作， 接收機(jī)對(duì)中頻進(jìn)行接收， 之后進(jìn)行解 調(diào)。 OFDM 幀結(jié)構(gòu) IEEE802.11a 的 OFDM 幀長(zhǎng)度不固定，具體分為三部分：物理層聚協(xié)議前導(dǎo)（preamble） 、 信號(hào)（signal）以及長(zhǎng)度可變的數(shù)據(jù)（data） 。 前導(dǎo)部分由 12 個(gè) OFDM 符號(hào)組成，包括 10 個(gè)長(zhǎng)度為 800ns 的短訓(xùn)練符號(hào)和兩個(gè)長(zhǎng)度各為 4us 的長(zhǎng)訓(xùn)練符號(hào)組成。 PLCP 前導(dǎo) 12 個(gè) OFDM 符號(hào) Signal 1 個(gè) OFDM 符號(hào) Data 可變數(shù)量的 OFDM 符號(hào) OFDM 物理層匯聚協(xié)議子層 在 OFDM 幀結(jié)構(gòu)中第一部分是 PLCP 子層。MAC 協(xié)議數(shù)據(jù)單元在 PLCP 層被封轉(zhuǎn)上 PLCP 導(dǎo)引和 PLCP 頭，形成 PLCP 協(xié)議數(shù)據(jù)單元（PPDU） 。在接收機(jī)端，PLCP 導(dǎo)引和 PLCP 頭 被用于協(xié)助解調(diào)和傳輸 MAC 協(xié)議數(shù)據(jù)單元。 IEEE802.11aWLAN 系統(tǒng)產(chǎn)生 OFDM 信號(hào)的過(guò)程如下：首先產(chǎn)生 PLCP 序列，包含 10 個(gè)重 復(fù)的段訓(xùn)練序列和 2 個(gè)重復(fù)長(zhǎng)訓(xùn)練序列，然后加入保護(hù)間隔。根據(jù)發(fā)送端的速率位、長(zhǎng)度位 等，添加適當(dāng)比特得到 PLCP 頭。由發(fā)送端的速率位，計(jì)算每個(gè) OFDM 符號(hào)所包含的比特 數(shù)。用非零初值產(chǎn)生偽隨機(jī)序列形成擾碼，在與調(diào)整后的信息比特做與邏輯運(yùn)算。用六個(gè)未 經(jīng)擾碼的“0”比特替換翻譯后的六個(gè)“0”經(jīng)過(guò)擾碼后形成的比特。進(jìn)行 1/2 碼率的卷積編 碼，在根據(jù)編碼速率的需要進(jìn)行鑿空，編碼輸出的數(shù)據(jù)流按一定長(zhǎng)度分成若干組，進(jìn)行交織 處理。編碼交織后的數(shù)據(jù)流按一定長(zhǎng)度分成若干組，在選擇合適的調(diào)制方式進(jìn)行調(diào)制，調(diào)制 后的復(fù)數(shù)信號(hào)按 48 為單位分成若干組，形成 OFDM 信號(hào)。將一個(gè)空符號(hào)和 4 個(gè)導(dǎo)頻插入到 制定編號(hào)的 5 個(gè)子載波中。每一組 53 個(gè)的子載波經(jīng) IFFT 變換成時(shí)域信號(hào)。以含有速率位， 長(zhǎng)度位信息的信號(hào)部分開(kāi)始的 OFDM 信號(hào)流一個(gè)接一個(gè)地進(jìn)入信道傳輸。根據(jù)理想信道的 中心頻率，將復(fù)數(shù)基帶波形上行傳喚到 RF 頻率上。 PLCP 頭包含以下幾個(gè)域：數(shù)據(jù)包長(zhǎng)度（LENGTH） 、數(shù)據(jù)傳輸率（RATE） 、保留位、奇偶 位和服務(wù)域（SERVICE） 。在調(diào)制時(shí)，LENGTH、RATE、保留位、奇偶位以及值為 0 的 6 為尾位和填充位構(gòu)成一個(gè)單獨(dú)的 OFDM 符號(hào)幀，標(biāo)記為 SIGNAL。這一幀將映射成最穩(wěn)定 的 BPSK 調(diào)制樣式傳輸。PLCP 頭的服務(wù)域以及 PSDU 標(biāo)記為 DATA 域，按 RATE 域中描述 的數(shù)據(jù)傳輸率映射成不同的調(diào)制樣式，并形成多個(gè) OFDM 的數(shù)據(jù)幀。 Rate 數(shù)據(jù)速率 調(diào)制方式 編碼速率 N BPSC N BPSC N DBPS 1101 1111 0101 0111 1001 1011 0001 0011 6 9 12 18 24 36 48 54 BPSK BPSK QPSK QPSK 16QAM 16QAM 64QAM 64QAM 1/2 3/4 1/2 3/4 1/2 3/4 2/3 3/4 1 1 2 2 4 4 6 6 48 48 96 96 192 192 288 288 24 36 48 72 96 144 192 216 N BPSC ：子載波符號(hào)的利用率 N BPSC ：OFDM 符號(hào)幀的利用率 N DBPS ：OFDM 符號(hào)有效數(shù)據(jù) IEEE802.11a 中保護(hù)間隔為 800ns 802.11a 系統(tǒng)物理層的主要參數(shù)指標(biāo) 參數(shù) 碼片時(shí)間（Chip Duration） 數(shù)據(jù)子載波的個(gè)數(shù) 導(dǎo)頻子載波的個(gè)數(shù) 總的子波的個(gè)數(shù) 抽樣速率 OFDM 符號(hào)間隔 循環(huán)前綴長(zhǎng)度（保護(hù)間隔） FFT 周期 調(diào)制方式 編碼方式 比特速率 子載波頻率間隔 訓(xùn)練序列長(zhǎng)度 參數(shù)值 50ns 48 4 52 20MHz 4us（80 個(gè) chip） 0.8us（16 個(gè)碼片） 3.2us（64 個(gè)碼片） BPSK QPSK 16QAM 64QAM 1/2 卷積，約束長(zhǎng)度 7，可選擇打孔 6,9,12,18,24,36,48,54Mbps 0.3125MHz（20MHz、64） 16us 載波同步 利用分組格式中的短訓(xùn)練序列來(lái)估算載波頻偏。其實(shí)現(xiàn)模型如圖 5 所示。 輸入信號(hào) rn 滑 動(dòng) 累加 頻 偏 提取 延時(shí) D 共軛利用訓(xùn)練序列實(shí)現(xiàn)載波頻偏估計(jì) 設(shè)發(fā)送的信號(hào)為 sn ，經(jīng)過(guò)上變頻變換的帶通信號(hào)的復(fù)低通等效信號(hào)表示為： yn = sn e j 2π ftx nTs （1）式中： f tx 為發(fā)送 sn 的載波頻率， Ts 為采樣間隔。 假設(shè)接收載波和發(fā)送載波存在著頻差 f ? 那么接收信號(hào)的復(fù)低通信號(hào) rn 為： rn = sn e j 2π ( ftx ? frx ) nTs = sn e j 2π f? nTs （2） 接收信號(hào) rn 與其時(shí)延為 D 的信號(hào)作延時(shí)相關(guān)。 我們用短訓(xùn)練序列來(lái)估算載波頻率偏差，所以 D=16，且 sn = sn +D，設(shè)滑動(dòng)窗口的長(zhǎng)度長(zhǎng) L， 則延時(shí)相關(guān)值為： z = ∑r r n =1 L ? n n+ D =e ? j 2π f ? DTs L ∑s n =1 2 n （3） z 為 L 個(gè)短訓(xùn)練序列采樣的延時(shí)相關(guān)累加值，該值包含了頻偏 f ? 經(jīng)過(guò) D 個(gè)采樣時(shí)間所引起 的相位值。故估計(jì)的頻偏值為： ~ f? = ? angle( z ) 2π DTs （4） 式中：angle(z)為相差的角度表示。 L 個(gè)值累加，能有效抑制噪聲，提高估計(jì)精度。 定時(shí)同步 在 IEEE 802.11a 中，定時(shí)同步包括分組檢測(cè)(即幀同步)和精定時(shí)同步兩個(gè)部分。分組檢測(cè)的 目的是用來(lái)確定 OFDM 符號(hào)幀的邊界，并以此對(duì)接收到的符號(hào)幀進(jìn)行校正。 我們利用短訓(xùn)練符號(hào)的周期性來(lái)實(shí)現(xiàn)分組檢測(cè)，具體模型如圖 6 所示。 rn 平滑累積 A Cn mn / 延時(shí) D 共軛 平方 平滑累積 B Pn 延時(shí)相關(guān)實(shí)現(xiàn)分組檢測(cè) 接收的復(fù)基帶信號(hào) rn 分成兩路：一路直通；另一路延時(shí) D 個(gè)采樣(D=16)。 平滑累積窗口 A 計(jì)算的是接收信號(hào)的延時(shí)相關(guān)值 Cn ，窗口 B 計(jì)算的是接收信號(hào)能量 Pn ， 分別為： Cn = ∑ rn + k rn + k + D k =0 L ?1 L ?1 （5） L ?1 Pn = ∑ rn + k + D rn?+ k + D = ∑ k =0 k =0 rn+ k + D 2 （6） 式中：L 為兩個(gè)平滑累積窗口的長(zhǎng)度。 Cn 、 Pn 之商作為分組檢測(cè)的判決值，即 mn = Cn Pn （7） 當(dāng)分組到來(lái)前，兩窗口累積的全是噪聲成分， mn 將較小。只有當(dāng)?shù)?1 個(gè)短訓(xùn)練序列 t1 全部 進(jìn)入窗口 A 時(shí)， mn 將出現(xiàn)峰值。這時(shí)會(huì)出現(xiàn) 1 個(gè)跳變，該跳變沿表示 1 個(gè)分組的開(kāi)始。分 組檢測(cè)完成后， 利用長(zhǎng)訓(xùn)練序列來(lái)實(shí)現(xiàn)精定時(shí)同步。 由于兩個(gè)長(zhǎng)訓(xùn)練序列的時(shí)域長(zhǎng)度都等于 1 個(gè) OFDM 符號(hào)長(zhǎng)度，為 64 個(gè)采樣，故找到了長(zhǎng)訓(xùn)練序列的準(zhǔn)確開(kāi)始時(shí)刻，也就完成了精 定時(shí)同步。具體實(shí)現(xiàn)采用匹配濾波的思想，仿真模型如圖 7 所示。 rn T T … T … + + … c63 c62 c0 利用長(zhǎng)訓(xùn)練序列實(shí)現(xiàn)精定時(shí)同步 圖 7 中： 0 ～ c63 表示長(zhǎng)訓(xùn)練序列的 IFFT 時(shí)域值， c 其中 c0 ～ c31 為長(zhǎng)訓(xùn)練序列的后 32 位 IFFT 結(jié)果， c31 ～ c63 為長(zhǎng)訓(xùn)練序列的前 32 位 IFFT 值； rn 為完成分組檢測(cè)和載波同步后的輸入 信號(hào)；T 表示具有一個(gè)采樣延時(shí)的寄存器。當(dāng)?shù)?1 個(gè)長(zhǎng)訓(xùn)練序列的前 32 位采樣全部進(jìn)入移 位寄存器中時(shí)，匹配濾波器將輸出相關(guān)峰值，從而完成準(zhǔn)確定時(shí)。 信道估計(jì) CSI(信道狀態(tài)信息)估計(jì)是 OFDM 實(shí)現(xiàn)相干解調(diào)的前提，目的是估算出每個(gè)子載波信道的頻 率響應(yīng)。利用長(zhǎng)訓(xùn)練序列完成 CSI 估計(jì)。第 1、第 2 個(gè)長(zhǎng)訓(xùn)練序列的第 k 個(gè)子載波的頻域接 收信號(hào)可表示為： r1,k = H k xk + W1,k r2,k = H k xk + W2,k （8） （9） 式中： r1,k 、 r2,k 為子載波 k 上收到的訓(xùn)練序列采樣值； H k 為子載波 k 的頻率響應(yīng)； xk 為 兩個(gè)長(zhǎng)訓(xùn)練序列的第 k 個(gè)子載波上的發(fā)送符號(hào)； W1,k 、 W2, k 為復(fù)高斯白噪聲。 則子載波信道 k 的頻率響應(yīng)估計(jì)值為： * (W1,k + W2, k ) xk 1 * H k = 2 (r1,k + r2,k ) xk = H k + 2 ∧ （10）
系統(tǒng)組成: 由 編碼
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串/并 |
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插入保護(hù)間隔 |
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數(shù)字上變頻 |
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IFFT |
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并/串 |
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編碼 |
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數(shù)字調(diào)制 |
1.1 信道編碼 編碼可以采用各種碼，如分組碼、卷積碼等，其中卷積碼的效果要比分組碼好，但分組 碼的編解碼實(shí)現(xiàn)更為簡(jiǎn)單。 1.2 子載波調(diào)制 子載波的數(shù)字調(diào)制將進(jìn)行信道編碼后的傳輸信號(hào)轉(zhuǎn)換成載波幅度和相位的映射， 一般采 用 QAM 或 MPSK 方式。調(diào)制信號(hào)星座在 IFFT 之前根據(jù)調(diào)制模式形成。 1.3 保護(hù)間隔 這種保護(hù)間隔是一種循環(huán)復(fù)制，增加了符號(hào)的波形長(zhǎng)度，在符號(hào)的數(shù)據(jù)部分，每一個(gè)子載波 內(nèi)有一個(gè)整數(shù)倍的循環(huán)，此種符號(hào)的復(fù)制產(chǎn)生了一個(gè)循環(huán)的信號(hào)，即將每個(gè) OFDM 符號(hào)的 ，在交接點(diǎn)沒(méi)有任何的 后 Tg 時(shí)間中的樣點(diǎn)復(fù)制到 OFDM 符號(hào)的前面，形成循環(huán)前綴（CP） 間斷。 1.4 數(shù)字上下變頻 發(fā)射機(jī)將基帶信號(hào)與所需傳輸?shù)念l率進(jìn)行上變頻操作， 接收機(jī)對(duì)中頻進(jìn)行接收， 之后進(jìn)行解 調(diào)。 OFDM 幀結(jié)構(gòu) IEEE802.11a 的 OFDM 幀長(zhǎng)度不固定，具體分為三部分：物理層聚協(xié)議前導(dǎo)（preamble） 、 信號(hào)（signal）以及長(zhǎng)度可變的數(shù)據(jù)（data） 。 前導(dǎo)部分由 12 個(gè) OFDM 符號(hào)組成，包括 10 個(gè)長(zhǎng)度為 800ns 的短訓(xùn)練符號(hào)和兩個(gè)長(zhǎng)度各為 4us 的長(zhǎng)訓(xùn)練符號(hào)組成。 PLCP 前導(dǎo) 12 個(gè) OFDM 符號(hào) Signal 1 個(gè) OFDM 符號(hào) Data 可變數(shù)量的 OFDM 符號(hào) OFDM 物理層匯聚協(xié)議子層 在 OFDM 幀結(jié)構(gòu)中第一部分是 PLCP 子層。MAC 協(xié)議數(shù)據(jù)單元在 PLCP 層被封轉(zhuǎn)上 PLCP 導(dǎo)引和 PLCP 頭，形成 PLCP 協(xié)議數(shù)據(jù)單元（PPDU） 。在接收機(jī)端，PLCP 導(dǎo)引和 PLCP 頭 被用于協(xié)助解調(diào)和傳輸 MAC 協(xié)議數(shù)據(jù)單元。 IEEE802.11aWLAN 系統(tǒng)產(chǎn)生 OFDM 信號(hào)的過(guò)程如下：首先產(chǎn)生 PLCP 序列，包含 10 個(gè)重 復(fù)的段訓(xùn)練序列和 2 個(gè)重復(fù)長(zhǎng)訓(xùn)練序列，然后加入保護(hù)間隔。根據(jù)發(fā)送端的速率位、長(zhǎng)度位 等，添加適當(dāng)比特得到 PLCP 頭。由發(fā)送端的速率位，計(jì)算每個(gè) OFDM 符號(hào)所包含的比特 數(shù)。用非零初值產(chǎn)生偽隨機(jī)序列形成擾碼，在與調(diào)整后的信息比特做與邏輯運(yùn)算。用六個(gè)未 經(jīng)擾碼的“0”比特替換翻譯后的六個(gè)“0”經(jīng)過(guò)擾碼后形成的比特。進(jìn)行 1/2 碼率的卷積編 碼，在根據(jù)編碼速率的需要進(jìn)行鑿空，編碼輸出的數(shù)據(jù)流按一定長(zhǎng)度分成若干組，進(jìn)行交織 處理。編碼交織后的數(shù)據(jù)流按一定長(zhǎng)度分成若干組，在選擇合適的調(diào)制方式進(jìn)行調(diào)制，調(diào)制 后的復(fù)數(shù)信號(hào)按 48 為單位分成若干組，形成 OFDM 信號(hào)。將一個(gè)空符號(hào)和 4 個(gè)導(dǎo)頻插入到 制定編號(hào)的 5 個(gè)子載波中。每一組 53 個(gè)的子載波經(jīng) IFFT 變換成時(shí)域信號(hào)。以含有速率位， 長(zhǎng)度位信息的信號(hào)部分開(kāi)始的 OFDM 信號(hào)流一個(gè)接一個(gè)地進(jìn)入信道傳輸。根據(jù)理想信道的 中心頻率，將復(fù)數(shù)基帶波形上行傳喚到 RF 頻率上。 PLCP 頭包含以下幾個(gè)域：數(shù)據(jù)包長(zhǎng)度（LENGTH） 、數(shù)據(jù)傳輸率（RATE） 、保留位、奇偶 位和服務(wù)域（SERVICE） 。在調(diào)制時(shí)，LENGTH、RATE、保留位、奇偶位以及值為 0 的 6 為尾位和填充位構(gòu)成一個(gè)單獨(dú)的 OFDM 符號(hào)幀，標(biāo)記為 SIGNAL。這一幀將映射成最穩(wěn)定 的 BPSK 調(diào)制樣式傳輸。PLCP 頭的服務(wù)域以及 PSDU 標(biāo)記為 DATA 域，按 RATE 域中描述 的數(shù)據(jù)傳輸率映射成不同的調(diào)制樣式，并形成多個(gè) OFDM 的數(shù)據(jù)幀。 Rate 數(shù)據(jù)速率 調(diào)制方式 編碼速率 N BPSC N BPSC N DBPS 1101 1111 0101 0111 1001 1011 0001 0011 6 9 12 18 24 36 48 54 BPSK BPSK QPSK QPSK 16QAM 16QAM 64QAM 64QAM 1/2 3/4 1/2 3/4 1/2 3/4 2/3 3/4 1 1 2 2 4 4 6 6 48 48 96 96 192 192 288 288 24 36 48 72 96 144 192 216 N BPSC ：子載波符號(hào)的利用率 N BPSC ：OFDM 符號(hào)幀的利用率 N DBPS ：OFDM 符號(hào)有效數(shù)據(jù) IEEE802.11a 中保護(hù)間隔為 800ns 802.11a 系統(tǒng)物理層的主要參數(shù)指標(biāo) 參數(shù) 碼片時(shí)間（Chip Duration） 數(shù)據(jù)子載波的個(gè)數(shù) 導(dǎo)頻子載波的個(gè)數(shù) 總的子波的個(gè)數(shù) 抽樣速率 OFDM 符號(hào)間隔 循環(huán)前綴長(zhǎng)度（保護(hù)間隔） FFT 周期 調(diào)制方式 編碼方式 比特速率 子載波頻率間隔 訓(xùn)練序列長(zhǎng)度 參數(shù)值 50ns 48 4 52 20MHz 4us（80 個(gè) chip） 0.8us（16 個(gè)碼片） 3.2us（64 個(gè)碼片） BPSK QPSK 16QAM 64QAM 1/2 卷積，約束長(zhǎng)度 7，可選擇打孔 6,9,12,18,24,36,48,54Mbps 0.3125MHz（20MHz、64） 16us 載波同步 利用分組格式中的短訓(xùn)練序列來(lái)估算載波頻偏。其實(shí)現(xiàn)模型如圖 5 所示。 輸入信號(hào) rn 滑 動(dòng) 累加 頻 偏 提取 延時(shí) D 共軛利用訓(xùn)練序列實(shí)現(xiàn)載波頻偏估計(jì) 設(shè)發(fā)送的信號(hào)為 sn ，經(jīng)過(guò)上變頻變換的帶通信號(hào)的復(fù)低通等效信號(hào)表示為： yn = sn e j 2π ftx nTs （1）式中： f tx 為發(fā)送 sn 的載波頻率， Ts 為采樣間隔。 假設(shè)接收載波和發(fā)送載波存在著頻差 f ? 那么接收信號(hào)的復(fù)低通信號(hào) rn 為： rn = sn e j 2π ( ftx ? frx ) nTs = sn e j 2π f? nTs （2） 接收信號(hào) rn 與其時(shí)延為 D 的信號(hào)作延時(shí)相關(guān)。 我們用短訓(xùn)練序列來(lái)估算載波頻率偏差，所以 D=16，且 sn = sn +D，設(shè)滑動(dòng)窗口的長(zhǎng)度長(zhǎng) L， 則延時(shí)相關(guān)值為： z = ∑r r n =1 L ? n n+ D =e ? j 2π f ? DTs L ∑s n =1 2 n （3） z 為 L 個(gè)短訓(xùn)練序列采樣的延時(shí)相關(guān)累加值，該值包含了頻偏 f ? 經(jīng)過(guò) D 個(gè)采樣時(shí)間所引起 的相位值。故估計(jì)的頻偏值為： ~ f? = ? angle( z ) 2π DTs （4） 式中：angle(z)為相差的角度表示。 L 個(gè)值累加，能有效抑制噪聲，提高估計(jì)精度。 定時(shí)同步 在 IEEE 802.11a 中，定時(shí)同步包括分組檢測(cè)(即幀同步)和精定時(shí)同步兩個(gè)部分。分組檢測(cè)的 目的是用來(lái)確定 OFDM 符號(hào)幀的邊界，并以此對(duì)接收到的符號(hào)幀進(jìn)行校正。 我們利用短訓(xùn)練符號(hào)的周期性來(lái)實(shí)現(xiàn)分組檢測(cè)，具體模型如圖 6 所示。 rn 平滑累積 A Cn mn / 延時(shí) D 共軛 平方 平滑累積 B Pn 延時(shí)相關(guān)實(shí)現(xiàn)分組檢測(cè) 接收的復(fù)基帶信號(hào) rn 分成兩路：一路直通；另一路延時(shí) D 個(gè)采樣(D=16)。 平滑累積窗口 A 計(jì)算的是接收信號(hào)的延時(shí)相關(guān)值 Cn ，窗口 B 計(jì)算的是接收信號(hào)能量 Pn ， 分別為： Cn = ∑ rn + k rn + k + D k =0 L ?1 L ?1 （5） L ?1 Pn = ∑ rn + k + D rn?+ k + D = ∑ k =0 k =0 rn+ k + D 2 （6） 式中：L 為兩個(gè)平滑累積窗口的長(zhǎng)度。 Cn 、 Pn 之商作為分組檢測(cè)的判決值，即 mn = Cn Pn （7） 當(dāng)分組到來(lái)前，兩窗口累積的全是噪聲成分， mn 將較小。只有當(dāng)?shù)?1 個(gè)短訓(xùn)練序列 t1 全部 進(jìn)入窗口 A 時(shí)， mn 將出現(xiàn)峰值。這時(shí)會(huì)出現(xiàn) 1 個(gè)跳變，該跳變沿表示 1 個(gè)分組的開(kāi)始。分 組檢測(cè)完成后， 利用長(zhǎng)訓(xùn)練序列來(lái)實(shí)現(xiàn)精定時(shí)同步。 由于兩個(gè)長(zhǎng)訓(xùn)練序列的時(shí)域長(zhǎng)度都等于 1 個(gè) OFDM 符號(hào)長(zhǎng)度，為 64 個(gè)采樣，故找到了長(zhǎng)訓(xùn)練序列的準(zhǔn)確開(kāi)始時(shí)刻，也就完成了精 定時(shí)同步。具體實(shí)現(xiàn)采用匹配濾波的思想，仿真模型如圖 7 所示。 rn T T … T … + + … c63 c62 c0 利用長(zhǎng)訓(xùn)練序列實(shí)現(xiàn)精定時(shí)同步 圖 7 中： 0 ～ c63 表示長(zhǎng)訓(xùn)練序列的 IFFT 時(shí)域值， c 其中 c0 ～ c31 為長(zhǎng)訓(xùn)練序列的后 32 位 IFFT 結(jié)果， c31 ～ c63 為長(zhǎng)訓(xùn)練序列的前 32 位 IFFT 值； rn 為完成分組檢測(cè)和載波同步后的輸入 信號(hào)；T 表示具有一個(gè)采樣延時(shí)的寄存器。當(dāng)?shù)?1 個(gè)長(zhǎng)訓(xùn)練序列的前 32 位采樣全部進(jìn)入移 位寄存器中時(shí)，匹配濾波器將輸出相關(guān)峰值，從而完成準(zhǔn)確定時(shí)。 信道估計(jì) CSI(信道狀態(tài)信息)估計(jì)是 OFDM 實(shí)現(xiàn)相干解調(diào)的前提，目的是估算出每個(gè)子載波信道的頻 率響應(yīng)。利用長(zhǎng)訓(xùn)練序列完成 CSI 估計(jì)。第 1、第 2 個(gè)長(zhǎng)訓(xùn)練序列的第 k 個(gè)子載波的頻域接 收信號(hào)可表示為： r1,k = H k xk + W1,k r2,k = H k xk + W2,k （8） （9） 式中： r1,k 、 r2,k 為子載波 k 上收到的訓(xùn)練序列采樣值； H k 為子載波 k 的頻率響應(yīng)； xk 為 兩個(gè)長(zhǎng)訓(xùn)練序列的第 k 個(gè)子載波上的發(fā)送符號(hào)； W1,k 、 W2, k 為復(fù)高斯白噪聲。 則子載波信道 k 的頻率響應(yīng)估計(jì)值為： * (W1,k + W2, k ) xk 1 * H k = 2 (r1,k + r2,k ) xk = H k + 2 ∧ （10）
回答者：
cljnn
回答時(shí)間：2011-03-29 20:53
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重選，CELL_IDEL下發(fā)生，S.R算法同時(shí)在判決時(shí)間下發(fā)生和在服務(wù)小區(qū)內(nèi)駐留超過(guò)1S。位置更新，規(guī)劃下LAC發(fā)生改變，伴隨VLR.HLR數(shù)據(jù)庫(kù)更新！…
回答者：
ALex121
回答時(shí)間：2011-03-29 21:29
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信號(hào)傳輸，準(zhǔn)確，高效，低干擾。校驗(yàn)準(zhǔn)確，信道編碼降低速率，高的利用率。調(diào)制，獲得主瓣窄旁瓣能量低有效帶寬寬得信號(hào)…
回答者：
ALex121
回答時(shí)間：2011-03-29 21:33
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