開(kāi)關(guān)電源

　　開(kāi)關(guān)電源是利用現(xiàn)代電力電子技術(shù)，控制開(kāi)關(guān)管開(kāi)通和關(guān)斷的時(shí)間比率，維持穩(wěn)定輸出電壓的一種電源，開(kāi)關(guān)電源一般由脈沖寬度調(diào)制（PWM）控制IC和MOSFET構(gòu)成。開(kāi)關(guān)電源和線性電源相比，二者的成本都隨著輸出功率的增加而增長(zhǎng)，但二者增長(zhǎng)速率各異。線性電源成本在某一輸出功率點(diǎn)上，反而高于開(kāi)關(guān)電源，這一點(diǎn)稱為成本反轉(zhuǎn)點(diǎn)。隨著電力電子技術(shù)的發(fā)展和創(chuàng)新，使得開(kāi)關(guān)電源技術(shù)也在不斷地創(chuàng)新，這一成本反轉(zhuǎn)點(diǎn)日益向低輸出電力端移動(dòng)，這為開(kāi)關(guān)電源提供了廣闊的發(fā)展空間。

　　開(kāi)關(guān)電源高頻化是其發(fā)展的方向，高頻化使開(kāi)關(guān)電源小型化，并使開(kāi)關(guān)電源進(jìn)入更廣泛的應(yīng)用領(lǐng)域，特別是在高新技術(shù)領(lǐng)域的應(yīng)用，推動(dòng)了高新技術(shù)產(chǎn)品的小型化、輕便化。另外開(kāi)關(guān)電源的發(fā)展與應(yīng)用在節(jié)約能源、節(jié)約資源及保護(hù)環(huán)境方面都具有重要的意義。

　　開(kāi)關(guān)電源中應(yīng)用的電力電子器件主要為二極管、IGBT和MOSFET。

　　SCR在開(kāi)關(guān)電源輸入整流電路及軟啟動(dòng)電路中有少量應(yīng)用，GTR驅(qū)動(dòng)困難，開(kāi)關(guān)頻率低，逐漸被IGBT和MOSFET取代。

　　開(kāi)關(guān)電源的三個(gè)條件

　　1、開(kāi)關(guān)：電力電子器件工作在開(kāi)關(guān)狀態(tài)而不是線性狀態(tài)

　　2、高頻：電力電子器件工作在高頻而不是接近工頻的低頻

　　3、直流：開(kāi)關(guān)電源輸出的是直流而不是交流

　　開(kāi)關(guān)電源的分類

　　人們?cè)陂_(kāi)關(guān)電源技術(shù)領(lǐng)域是邊開(kāi)發(fā)相關(guān)電力電子器件，邊開(kāi)發(fā)開(kāi)關(guān)變頻技術(shù)，兩者相互促進(jìn)推動(dòng)著開(kāi)關(guān)電源每年以超過(guò)兩位數(shù)字的增長(zhǎng)率向著輕、小、薄、低噪聲、高可靠、抗干擾的方向發(fā)展。開(kāi)關(guān)電源可分為AC/DC和DC/DC兩大類，DC/DC變換器現(xiàn)已實(shí)現(xiàn)模塊化，且設(shè)計(jì)技術(shù)及生產(chǎn)工藝在國(guó)內(nèi)外均已成熟和標(biāo)準(zhǔn)化，并已得到用戶的認(rèn)可，但AC/DC的模塊化，因其自身的特性使得在模塊化的進(jìn)程中，遇到較為復(fù)雜的技術(shù)和工藝制造問(wèn)題。以下分別對(duì)兩類開(kāi)關(guān)電源的結(jié)構(gòu)和特性作以闡述。

　　2.1 DC/DC變換

　　DC/DC變換是將固定的直流電壓變換成可變的直流電壓，也稱為直流斬波。斬波器的工作方式有兩種，一是脈寬調(diào)制方式Ts不變，改變ton(通用)，二是頻率調(diào)制方式，ton不變，改變Ts（易產(chǎn)生干擾）。其具體的電路由以下幾類：

　�。�1）Buck電路——降壓斬波器，其輸出平均電壓

　　U0小于輸入電壓Ui，極性相同。

　　（2）Boost電路——升壓斬波器，其輸出平均電壓

　　U0大于輸入電壓Ui，極性相同。

　�。�3）Buck－Boost電路——降壓或升壓斬波器，其

　　輸出平均電壓U0大于或小于輸入電壓Ui，極性相反，電感傳輸。

　�。�4）Cuk電路——降壓或升壓斬波器，其輸出平均電

　　壓U0大于或小于輸入電壓Ui，極性相反，電容傳輸。

　　還有Sepic、Zeta電路。

　　上述為非隔離型電路，隔離型電路有正激電路、反激電路、半橋電路、全橋電路、推挽電路。

　　當(dāng)今軟開(kāi)關(guān)技術(shù)使得DC/DC發(fā)生了質(zhì)的飛躍，美國(guó)VICOR公司設(shè)計(jì)制造的多種ECI軟開(kāi)關(guān)DC/DC變換器，其最大輸出功率有300W、600W、800W等，相應(yīng)的功率密度為(6.2、10、17)W/cm3，效率為（80～90）％。日本NemicLambda公司最新推出的一種采用軟開(kāi)關(guān)技術(shù)的高頻開(kāi)關(guān)電源模塊RM系列，其開(kāi)關(guān)頻率為（200～300)kHz，功率密度已達(dá)到27W/cm3，采用同步整流器（MOS�睩ET代替肖特基二極管），使整個(gè)電路效率提高到90％。

　　2.2AC/DC變換

　　AC/DC變換是將交流變換為直流，其功率流向可以是雙向的，功率流由電源流向負(fù)載的稱為“整流”，功率流由負(fù)載返回電源的稱為“有源逆變”。AC/DC變換器輸入為50/60Hz的交流電，因必須經(jīng)整流、濾波，因此體積相對(duì)較大的濾波電容器是必不可少的，同時(shí)因遇到安全標(biāo)準(zhǔn)（如UL、CCEE等）及EMC指令的限制（如IEC、、FCC、CSA），交流輸入側(cè)必須加EMC濾波及使用符合安全標(biāo)準(zhǔn)的元件，這樣就限制AC/DC電源體積的小型化，另外，由于內(nèi)部的高頻、高壓、大電流開(kāi)關(guān)動(dòng)作，使得解決EMC電磁兼容問(wèn)題難度加大，也就對(duì)內(nèi)部高密度安裝電路設(shè)計(jì)提出了很高的要求，由于同樣的原因，高電壓、大電流開(kāi)關(guān)使得電源工作損耗增大，限制了AC/DC變換器模塊化的進(jìn)程，因此必須采用電源系統(tǒng)優(yōu)化設(shè)計(jì)方法才能使其工作效率達(dá)到一定的滿意程度。

　　AC/DC變換按電路的接線方式可分為，半波電路、全波電路。按電源相數(shù)可分為，單相、三相、多相。按電路工作象限又可分為一象限、二象限、三象限、四象限。

　　開(kāi)關(guān)電源的選用

　　開(kāi)關(guān)電源在輸入抗干擾性能上，由于其自身電路結(jié)構(gòu)的特點(diǎn)（多級(jí)串聯(lián)），一般的輸入干擾如浪涌電壓很難通過(guò)，在輸出電壓穩(wěn)定度這一技術(shù)指標(biāo)上與線性電源相比具有較大的優(yōu)勢(shì)，其輸出電壓穩(wěn)定度可達(dá)(0.5～1）％。開(kāi)關(guān)電源模塊作為一種電力電子集成器件，在選用中應(yīng)注意以下幾點(diǎn)：

　　3.1輸出電流的選擇

　　因開(kāi)關(guān)電源工作效率高，一般可達(dá)到80％以上，故在其輸出電流的選擇上，應(yīng)準(zhǔn)確測(cè)量或計(jì)算用電設(shè)備的最大吸收電流，以使被選用的開(kāi)關(guān)電源具有高的性能價(jià)格比，通常輸出計(jì)算公式為：

　　Is=KIf

　　式中：Is—開(kāi)關(guān)電源的額定輸出電流；

　　If—用電設(shè)備的最大吸收電流；

　　K—裕量系數(shù)，一般取1.5～1.8；

　　3.2接地

　　開(kāi)關(guān)電源比線性電源會(huì)產(chǎn)生更多的干擾，對(duì)共模干擾敏感的用電設(shè)備，應(yīng)采取接地和屏蔽措施，按ICE1000、EN61000、FCC等EMC限制，開(kāi)關(guān)電源均采取EMC電磁兼容措施，因此開(kāi)關(guān)電源一般應(yīng)帶有EMC電磁兼容濾波器。如利德華福技術(shù)的HA系列開(kāi)關(guān)電源，將其FG端子接大地或接用戶機(jī)殼，方能滿足上述電磁兼容的要求。

　　3.3保護(hù)電路

　　開(kāi)關(guān)電源在設(shè)計(jì)中必須具有過(guò)流、過(guò)熱、短路等保護(hù)功能，故在設(shè)計(jì)時(shí)應(yīng)首選保護(hù)功能齊備的開(kāi)關(guān)電源模塊，并且其保護(hù)電路的技術(shù)參數(shù)應(yīng)與用電設(shè)備的工作特性相匹配，以避免損壞用電設(shè)備或開(kāi)關(guān)電源。

　　開(kāi)關(guān)電源技術(shù)的發(fā)展動(dòng)向

　　開(kāi)關(guān)電源的發(fā)展方向是高頻、高可靠、低耗、低噪聲、抗干擾和模塊化。由于開(kāi)關(guān)電源輕、小、薄的關(guān)鍵技術(shù)是高頻化，因此國(guó)外各大開(kāi)關(guān)電源制造商都致力于同步開(kāi)發(fā)新型高智能化的元器件，特別是改善二次整流器件的損耗，并在功率鐵氧體（Mn�瞆n)材料上加大科技創(chuàng)新，以提高在高頻率和較大磁通密度（Bs)下獲得高的磁性能，而電容器的小型化也是一項(xiàng)關(guān)鍵技術(shù)。SMT技術(shù)的應(yīng)用使得開(kāi)關(guān)電源取得了長(zhǎng)足的進(jìn)展，在電路板兩面布置元器件，以確保開(kāi)關(guān)電源的輕、小、薄。開(kāi)關(guān)電源的高頻化就必然對(duì)傳統(tǒng)的PWM開(kāi)關(guān)技術(shù)進(jìn)行創(chuàng)新，實(shí)現(xiàn)ZVS、ZCS的軟開(kāi)關(guān)技術(shù)已成為開(kāi)關(guān)電源的主流技術(shù)，并大幅提高了開(kāi)關(guān)電源的工作效率。對(duì)于高可靠性指標(biāo)，美國(guó)的開(kāi)關(guān)電源生產(chǎn)商通過(guò)降低運(yùn)行電流，降低結(jié)溫等措施以減少器件的應(yīng)力，使得產(chǎn)品的可靠性大大提高。

　　模塊化是開(kāi)關(guān)電源發(fā)展的總體趨勢(shì)，可以采用模塊化電源組成分布式電源系統(tǒng)，可以設(shè)計(jì)成N＋1冗余電源系統(tǒng)，并實(shí)現(xiàn)并聯(lián)方式的容量擴(kuò)展。針對(duì)開(kāi)關(guān)電源運(yùn)行噪聲大這一缺點(diǎn)，若單獨(dú)追求高頻化其噪聲也必將隨著增大，而采用部分諧振轉(zhuǎn)換電路技術(shù)，在理論上即可實(shí)現(xiàn)高頻化又可降低噪聲，但部分諧振轉(zhuǎn)換技術(shù)的實(shí)際應(yīng)用仍存在著技術(shù)問(wèn)題，故仍需在這一領(lǐng)域開(kāi)展大量的工作，以使得該項(xiàng)技術(shù)得以實(shí)用化。

　　電力電子技術(shù)的不斷創(chuàng)新，使開(kāi)關(guān)電源產(chǎn)業(yè)有著廣闊的發(fā)展前景。要加快我國(guó)開(kāi)關(guān)電源產(chǎn)業(yè)的發(fā)展速度，就必須走技術(shù)創(chuàng)新之路，走出有中國(guó)特色的產(chǎn)學(xué)研聯(lián)合發(fā)展之路，為我國(guó)國(guó)民經(jīng)濟(jì)的高速發(fā)展做出貢獻(xiàn)。

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　　開(kāi)關(guān)電源測(cè)試方法

　　一． 耐電壓

　�。℉I.POT,ELECTRIC STRENGTH ,DIELECTRIC VOLTAGE WITHSTAND）KV

　　1.1 定義:于指定的端子間,例如:I/P-O/P,I/P-FG,O/P-FG間,可耐交流之有效值,漏電流一般可容許10毫安,時(shí)間1分鐘。

　　1.2 測(cè)試條件：Ta：25攝氏度；RH：室內(nèi)濕度。

　　1.3 測(cè)試回路：

　　1.4 說(shuō)明：

　　1．4．1 耐壓測(cè)試主要為防止電氣破壞，經(jīng)由輸入串入之高壓，影響使用者安全。

　　1．4．2 測(cè)試時(shí)電壓必須由0V開(kāi)始調(diào)升，并于1分鐘內(nèi)調(diào)至最高點(diǎn)。

　　1．4．2 放電時(shí)必須注意測(cè)試器之Timer設(shè)定，于OFF前將電壓調(diào)回 0V。

　　1．4．3 安規(guī)認(rèn)證測(cè)試時(shí)，變壓器需另行加測(cè)，室內(nèi) ，溫度25攝氏度，RH：95攝氏度，48HR，后測(cè)試變壓器初/次級(jí)與初級(jí)/CORE。

　　1．4．5生產(chǎn)線測(cè)試時(shí)間為1秒鐘。

　　二．紋波噪聲（漣波雜訊電壓）

　　（Ripple & Noise）%，mv

　　2．1定義：

　　直流輸出電壓上重疊之交流電壓成份最大值(P-P)或有效值。

　　2．2測(cè)試條件:

　　I/P: Nominal

　　O/P : Full Load

　　Ta : 25℃

　　2．3測(cè)試回路:

　　2．4測(cè)試波形:

　　2．5說(shuō)明:

　　2．5．1示波器之GND線愈短愈好,測(cè)試線得遠(yuǎn)離PUS。

　　2．5．2使用1：1之Probe。

　　2．5．3 Scope之BW一般設(shè)定于20MHz，但是對(duì)于目前的網(wǎng)絡(luò)產(chǎn)品測(cè)試紋波噪聲最好將BW設(shè)為最大。

　　2．5．4 Noise與使用儀器，環(huán)境差異極大，因此測(cè)試必須表明測(cè)試地點(diǎn)。

　　2．5．5測(cè)試紋波噪聲以不超過(guò)原規(guī)格值 +1%Vo。

　　三．漏電流（洩漏電流）

　�。↙eakage Current）mA

　　3．1定義：

　　輸入一機(jī)殼間流通之電流（機(jī)殼必須為接大地時(shí)）。

　　3．2測(cè)試條件：

　　I/P：Vin max.×1.06(TUV)/60Hz

　　Vin max.(UL1012)/60Hz

　　O/P: No Load/Full Load

　　Ta: 25 ℃

　　3.3測(cè)試回路：

　　3．4說(shuō)明：

　　3．4．1 L，N均需測(cè)。

　　3．4．2UL1012 R值為1K5。

　　TUV R值為2K/0。15uF。

　　3．4．3漏電流規(guī)格TUV：3。5mA,UL1012:5mA。

　　四．溫度測(cè)試

　�。═emperature Test）

　　4.1定義：

　　溫度測(cè)試指PSU于正常工作下，其零件或Case溫度不得超出其材質(zhì)規(guī)

　　格或規(guī)格定值。

　　4．2測(cè)試條件：

　　I/P: Nominal

　　O/P: Full Load

　　Ta : 25℃

　　4．3測(cè)試方法：

　　4．3．1將Thermo Coupler(TYPE K)穩(wěn)固的固定于量測(cè)的物體上

　�。ㄋ俑�、Tape或焊接方式）。

　　4．3．2 Thermo Coupler于末端絞三圈后焊成一球狀測(cè)試。

　　4．3．3我們一般用點(diǎn)溫計(jì)測(cè)量。

　　4．4測(cè)試零件：

　　熱源及易受熱源影響部分

　　例如：輸入端子、Fuse、輸入電容、輸入電感、濾波電容、橋整、熱

　　敏、突波吸收器、輸出電容、輸出電容、輸出電感、變壓器、鐵芯、

　　繞線、散熱片、大功率半導(dǎo)體、Case、熱源零件下之P.C.B.……。

　　4．5零件溫度限制：

　　4．5．1零件上有標(biāo)示溫度者，以標(biāo)示之溫度為基準(zhǔn)。

　　4．5．2其他未標(biāo)示溫度之零件，溫度不超過(guò)P.C.B.之耐溫。

　　4．5．3電感顯示個(gè)別申請(qǐng)安規(guī)者，溫升限制65℃Max(UL1012),75℃

　　Max(TUV)。

　　五．輸入電壓調(diào)節(jié)率

　�。↙ine Regulation）, %

　　5．1定義：

　　輸入電壓在額定范圍內(nèi)變化時(shí)，輸出電壓之變化率。

　　Vmax-Vnor

　　Line Regulation(+)=------------------

　　Vnor

　　Vnor-Vmin

　　Line Regulation(-)=------------------

　　Vnor

　　Vmax-Vmin

　　Line Regulation=----------------

　　Vnor

　　Vnor:輸入電壓為常態(tài)值，輸出為滿載時(shí)之輸出電壓。

　　Vmax:輸入電壓變化時(shí)之最高輸出電壓。

　　Vmin:輸入電壓變化時(shí)之最低輸出電壓。

　　5．2測(cè)試條件：

　　I/P：Min./Nominal/Max

　　O/P:Full Load

　　Ta:25℃

　　5.3測(cè)試回路：

　　5．4說(shuō)明：

　　Line Regulation 亦可直接Vmax-Vnor與Vmin-Vnor之±最大

　　值以mV表示，再配合Tolerance%表示。

　　六．負(fù)載調(diào)節(jié)率

　�。↙oad Regulation）%

　　5．1定義：

　　輸出電流于額定范圍內(nèi)變化（靜態(tài)）時(shí)，輸出電壓之變化率。

　　|Vminl-Vcent|

　　Line Regulation(+)=------------------×100%

　　Vcent

　　|Vcent-VfL|

　　Line Regulation(-)=------------------×100%

　　Vcent

　　|VminL-VfL|

　　Line Regulation(%)=----------------×100%

　　Vcent

　　VmilL:最小負(fù)載時(shí)之輸出電壓

　　VfL:滿載時(shí)之輸出電壓

　　Vcent:半載時(shí)之輸出電壓

　　6．2測(cè)試條件：

　　I/P：Nominal

　　O/P:Min./Half/Full Load

　　Ta:25℃

　　6.3測(cè)試回路：

　　6．4Load Regulation亦可直接Vmin.L-Vcent與Vcent-Vmax.之±最大

　　值以mV表示，再配合Tolerance%表示。
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影響開(kāi)關(guān)電源效率的因素
效率是任何開(kāi)關(guān)電源的基本指標(biāo)，任何開(kāi)關(guān)電源的設(shè)計(jì)考首先需要考慮的是效率優(yōu)化，特別是便攜式產(chǎn)品，因?yàn)楦咝�率有助于延長(zhǎng)電池的工作時(shí)間，消費(fèi)者可以有更多時(shí)間享受便攜產(chǎn)品的各種功能。開(kāi)關(guān)電源設(shè)計(jì)中，為獲得最高轉(zhuǎn)換效率，工程師必須了解轉(zhuǎn)換電路中產(chǎn)生損耗的機(jī)制，以尋求降低損耗的途徑。另外，工程師還要熟悉開(kāi)關(guān)電源器件的各種特點(diǎn)，以選擇最合適的芯片來(lái)達(dá)到高效指標(biāo)。
　　本文介紹了影響開(kāi)關(guān)電源效率的基本因素，并提供了一些關(guān)于降低開(kāi)關(guān)電源損耗的方法。
　　開(kāi)關(guān)器件的損耗
　　MOSFET和二極管由于其自身特性，會(huì)大大降低系統(tǒng)效率。相關(guān)損耗主要分成兩部分：傳導(dǎo)損耗和開(kāi)關(guān)損耗。簡(jiǎn)單地說(shuō)，任何電流回路都存在損耗電阻，造成能量損耗。MOSFET和二極管是開(kāi)關(guān)元件，導(dǎo)通時(shí)電流流過(guò)MOSFET或二極管，會(huì)有導(dǎo)通壓降。由于MOSFET只有在導(dǎo)通時(shí)才有電流流過(guò)，MOSFET的傳導(dǎo)損耗與其導(dǎo)通電阻、占空比和導(dǎo)通時(shí)的電流有關(guān)：
　　PCONDMOSFET = IMOSFETONavg 2 ×RDSON ×D
　　式1中，IMOSFETONavg是MOSFET在導(dǎo)通時(shí)的平均電流。MOSFET的傳導(dǎo)損耗的起因是導(dǎo)通電阻，導(dǎo)通電阻通常非常小。二極管的傳導(dǎo)損耗則取決于自身的導(dǎo)通壓降(VF)，導(dǎo)通壓降相對(duì)較大。因此，二極管與MOSFET相比會(huì)引入更大的傳導(dǎo)損耗。二極管的傳導(dǎo)損耗由導(dǎo)通電流、導(dǎo)通壓降、導(dǎo)通時(shí)間決定。MOSFET關(guān)斷時(shí)，二極管導(dǎo)通，二極管的傳導(dǎo)損耗可以由以下公式計(jì)算：
　　PCONDDIODE = IDIODEONavg ×VF×(1-D)
　　IDIODEONavg是二極管導(dǎo)通時(shí)的平均電流。從公式可以看出，導(dǎo)通時(shí)間越長(zhǎng)，相關(guān)的傳導(dǎo)損耗越大。降壓電路中，輸出電壓越低，二極管的導(dǎo)通時(shí)間越長(zhǎng)，相應(yīng)的傳導(dǎo)損耗也越大。
　　由于開(kāi)關(guān)損耗是由開(kāi)關(guān)的非理想狀態(tài)引起的，很難估算MOSFET和二極管的開(kāi)關(guān)損耗，器件從完全導(dǎo)通到完全關(guān)閉或從完全關(guān)閉到完全導(dǎo)通需要一定時(shí)間，在這個(gè)過(guò)程中會(huì)產(chǎn)生能量損耗。圖2所示MOSFET的漏源電壓和漏源電流的關(guān)系圖可以很好地解釋MOSFET的開(kāi)關(guān)損耗，從上半部分波形可以看出，在MOSFET的開(kāi)關(guān)過(guò)程中，由于對(duì)MOSFET的電容充電、放電，其電流和電壓不能突變。圖中，VDS降到最終狀態(tài)(=ID×RDSON)之前，滿負(fù)荷電流將流過(guò)MOSFET。相反，關(guān)斷時(shí)，VDS在MOSFET電流下降到零值之前逐漸上升到關(guān)斷狀態(tài)的最終值。開(kāi)關(guān)過(guò)程中，電壓和電流的交疊部分即為造成開(kāi)關(guān)損耗的來(lái)源。
　　開(kāi)關(guān)過(guò)渡時(shí)間與頻率無(wú)關(guān)，因此開(kāi)關(guān)頻率越高開(kāi)關(guān)損耗也越大。這一點(diǎn)很容易理解，開(kāi)關(guān)周期變短時(shí)，MOSFET的開(kāi)關(guān)過(guò)渡時(shí)間所占比例會(huì)大大增加，從而增大開(kāi)關(guān)損耗。
　　與MOSFET相同，二極管也存在開(kāi)關(guān)損耗。這個(gè)損耗很大程度上取決于二極管的反向恢復(fù)時(shí)間，發(fā)生在二極管從正向?qū)�通到反向截止的轉(zhuǎn)換過(guò)程。當(dāng)反向電壓加在二級(jí)管兩端時(shí)，電流會(huì)對(duì)二極管充電，產(chǎn)生反向電流尖峰(IRRPEAK)，從而造成V × I能量損耗，因?yàn)榉聪螂娏骱头聪螂妷和瑫r(shí)存在于二極管。
　　了解了二極管的反向特性，可以由下式估算二極管的開(kāi)關(guān)損耗：
　　PSWDIODE ≈ 0.5×VREVERSE×IRRPEAK×tRR2×fs
　　VREVERSE是二極管的反向偏置電壓，IRRPEAK是反向電流，tRR2是從反向電流峰值到恢復(fù)電流為正的時(shí)間。對(duì)于降壓電路，當(dāng)MOSFET導(dǎo)通的時(shí)候，Vin為二極管的反向偏置電壓。
　　基于上述討論，減小開(kāi)關(guān)器件損耗的直接途徑是：選擇低導(dǎo)通電阻、可快速切換的MOSFET；選擇低導(dǎo)通壓降、快速恢復(fù)的二極管。通常，增加芯片尺寸和漏源極擊穿電壓，有助于降低導(dǎo)通電阻。因此，選擇MOSFET時(shí)需要在尺寸和效率之間進(jìn)行權(quán)衡。另外，由于MOSFET的正溫度特性，當(dāng)芯片溫度升高時(shí)，導(dǎo)通電阻會(huì)相應(yīng)增大。必須采用適當(dāng)?shù)臒峁芾矸桨副３州^低的結(jié)溫，使導(dǎo)通電阻不會(huì)過(guò)大。導(dǎo)通電阻和柵源偏置電壓成反比，因此，推薦使用足夠大的柵極電壓，
使MOSFET充分導(dǎo)通，該方案也會(huì)增大柵極驅(qū)動(dòng)損耗。而且，開(kāi)關(guān)控制器件本身通常無(wú)法產(chǎn)生較高的柵極驅(qū)動(dòng)電壓，除非芯片提供有自舉電路，或采用外部柵極驅(qū)動(dòng)。MOSFET的開(kāi)關(guān)損耗取決于寄生電容，較大的寄生電容需要較長(zhǎng)的充電時(shí)間，使開(kāi)關(guān)轉(zhuǎn)換變緩，損耗更多的能量。米勒電容通常反比于MOSFET的傳導(dǎo)電容或柵-漏電容，在開(kāi)關(guān)過(guò)程中對(duì)轉(zhuǎn)換時(shí)間起決定作用。米勒電容的充電電荷定義為QGD，為了快速切換MOSFET，要求盡可能低的米勒電容。一般來(lái)說(shuō)，MOSFET的電容和芯片尺寸成反比，因此必須折衷考慮開(kāi)關(guān)損耗和傳導(dǎo)損耗，同時(shí)也要謹(jǐn)慎選擇電路的開(kāi)關(guān)頻率。
對(duì)于二極管，必須降低導(dǎo)通壓降，以降低由此產(chǎn)生的損耗。對(duì)于小尺寸、額定電壓較低的二極管，導(dǎo)通壓降一般在0.7V～1.5V之間。二極管的尺寸、工藝和耐壓等級(jí)都會(huì)影響導(dǎo)通壓降和反向恢復(fù)時(shí)間。額定電壓較高的大尺寸二極管通常具有較高VF的和tRR，這會(huì)造成比較大的損耗。高速應(yīng)用中的開(kāi)關(guān)二極管一般以速度劃分，速度越高，反向恢復(fù)時(shí)間越短�？旎謴�(fù)二極管的tRR為幾百納秒，而超高速快恢復(fù)二極管的tRR為幾十納秒。PN結(jié)二極管的導(dǎo)通壓降較大，適合大電流、高壓工作場(chǎng)合，通常用于大功率系統(tǒng)。低功率或便攜產(chǎn)品中，即使經(jīng)過(guò)優(yōu)化選擇的導(dǎo)通壓降和tRR二極管仍會(huì)帶來(lái)較大的損耗。
　　低功耗應(yīng)用中，替代快恢復(fù)二極管的一種選擇是肖特基二極管，這種二極管的恢復(fù)時(shí)間幾乎可以忽略，反向恢復(fù)電壓也只有普通二極管的一半，但它的工作電壓遠(yuǎn)遠(yuǎn)低于快恢復(fù)二極管�？紤]到這些特點(diǎn)，肖特基二極管被廣泛用于低功耗設(shè)計(jì)，在低占空比時(shí)可以降低開(kāi)關(guān)二極管的損耗。

　　在一些低壓應(yīng)用中，即便是具有較低壓降的肖特基二極管，所產(chǎn)生的傳導(dǎo)損耗也無(wú)法接受。比如，在輸出為1.5V的電路中，肖特基二極管的0.5V導(dǎo)通壓降會(huì)產(chǎn)生33%的能量損耗。為了解決這一問(wèn)題，可以選擇低導(dǎo)通電阻的MOSFET實(shí)現(xiàn)同步控制架構(gòu)。圖1電路用MOSFET取代二極管，它與另外一個(gè)MOSFET同步工作，所以在交替切換的過(guò)程中，保證只有一個(gè)導(dǎo)通。由此，二極管的高導(dǎo)通壓降問(wèn)題被轉(zhuǎn)換成MOSFET的導(dǎo)通電阻和壓降，取代了二極管的傳導(dǎo)損耗。當(dāng)然，同步整流也會(huì)帶來(lái)其它影響，例如：增加了系統(tǒng)設(shè)計(jì)的復(fù)雜度、成本，特別是在大電流應(yīng)用中，這種架構(gòu)不見(jiàn)得比異步方案更優(yōu)越，因?yàn)镸OSFET傳導(dǎo)損耗的提升與電流的平方成正比。另外，我們還要考慮同步整流中柵極驅(qū)動(dòng)引入的能量損耗。
　　以上討論了MOSFET和二極管對(duì)開(kāi)關(guān)電源效率的影響。合理選擇開(kāi)關(guān)器件有助于改善效率，但這并非唯一的優(yōu)化開(kāi)關(guān)電源設(shè)計(jì)的渠道。從下面的討論可以看到，電感、電容引入的損耗也是設(shè)計(jì)高效開(kāi)關(guān)電源所面臨的問(wèn)題。

　　效率估計(jì)
　　能量轉(zhuǎn)換系統(tǒng)必定存在效率損耗，因此，在實(shí)際應(yīng)用中我們只能盡可能地獲得接近100%的轉(zhuǎn)換效率。目前市場(chǎng)上一些高質(zhì)量開(kāi)關(guān)電源的效率可以達(dá)到95%左右。圖1所示電路的效率可以達(dá)到97%，但在輕載時(shí)效率有所降低。
　　開(kāi)關(guān)電源的損耗大部分來(lái)自開(kāi)關(guān)器件(MOSFET和二極管)，另外一部分損耗來(lái)自電感和電容。選擇開(kāi)關(guān)電源器件時(shí)，需要考慮控制器的架構(gòu)和內(nèi)部元件，以期獲得高效指標(biāo)。圖1采用了多種方法來(lái)降低能量損耗，例如：同步整流，芯片內(nèi)部集成低導(dǎo)通電阻的MOSFET，低靜態(tài)電流和跳脈沖控制模式。
　　電容損耗
　　與理想的電容模型相反，電容元件的實(shí)際物理特性導(dǎo)致了幾種損耗。電容在電源電路中主要起穩(wěn)壓、濾除輸入/輸出噪聲的作用，電容的這些損耗降低了開(kāi)關(guān)電源的效率。這些損耗可以通過(guò)三種現(xiàn)象描述：等效串聯(lián)電阻損耗、
漏電流損耗和電介質(zhì)損耗。電容的阻性損耗顯而易見(jiàn)。既然電流在每個(gè)開(kāi)關(guān)周期流入、流出電容，電容固有的電阻(Rc)將造成一定功耗。漏電流損耗(RL)是由于電容絕緣材料的電阻導(dǎo)致較小電流流過(guò)電容而產(chǎn)生的功率損耗。電介質(zhì)損耗(RD)比較復(fù)雜，由于電容兩端施加了交流電壓，電容電場(chǎng)發(fā)生變化，從而使電介質(zhì)分子極化造成功率損耗。

　　電感損耗
　　電感功耗包括線圈損耗和磁芯損耗，線圈損耗歸結(jié)于線圈的直流電阻(DCR)，磁芯損耗歸結(jié)于電感的磁特性。對(duì)一個(gè)固定的電感值，電感尺寸較小時(shí)，為了保持相同匝數(shù)必須減小線圈的橫截面積，因此導(dǎo)致DCR增大；對(duì)于給定的電感尺寸，小電感值允許減小DCR。已知DCR和平均電感電流Ilavq，電感的電阻損耗可以用下式估算。
　　PLdcr = ILavg 2×DCR
　　磁芯損耗并不像傳導(dǎo)損耗那樣容易估算。它由磁滯、渦流損耗組成，直接影響鐵芯的交變磁通。開(kāi)關(guān)電源中，盡管平均直流電流流過(guò)電感，由于通過(guò)電感的開(kāi)關(guān)電壓的變化產(chǎn)生的紋波電流導(dǎo)致磁芯周期性的磁通變化。磁滯損耗源于
每個(gè)交流周期中磁芯偶極子的重新排列所消耗的功率，正比于頻率和磁通密度。

　　開(kāi)關(guān)電源IC的折衷選擇
　　合理選擇開(kāi)關(guān)電源IC有助于改善系統(tǒng)效率，特別需要考慮IC封裝、設(shè)計(jì)和控制架構(gòu)。功率開(kāi)關(guān)集成到IC內(nèi)部時(shí)可以省去繁瑣的MOSFET或二極管選擇，而且使電路更加緊湊，由于降低了線路損耗和寄生效應(yīng)，可以在一定程度上提高效
率。IC規(guī)格中值得注意的一項(xiàng)指標(biāo)是靜態(tài)電流(IQ)，它是維持電路工作所需的電流。重載情況下(大于一倍或兩倍的靜態(tài)電流)，IQ對(duì)效率的影響并不明顯，因?yàn)樨?fù)載電流遠(yuǎn)大于IQ，而隨著負(fù)載電流的降低，效率有下降的趨勢(shì)，因?yàn)镮Q對(duì)應(yīng)的功率占總功率的比例提高。對(duì)于便攜產(chǎn)品或電池供電產(chǎn)品，無(wú)疑選擇具有極低IQ的電源IC比較理想，有些IC則通過(guò)不同的工作模式(例如：休眠模式或低功耗關(guān)斷模式)來(lái)降低IQ。
開(kāi)關(guān)電源的控制架構(gòu)是影響開(kāi)關(guān)電源效率的關(guān)鍵因素之一。圖1所示同步整流架構(gòu)中，由于采用低導(dǎo)通電阻的MOSFET取代了功耗較大的開(kāi)關(guān)二極管，可有效改善效率指標(biāo)。另一種常見(jiàn)的DC-DC控制結(jié)構(gòu)是在輕載時(shí)進(jìn)入跳脈沖工作模式，與單純的PWM開(kāi)關(guān)操作(在重載和輕載時(shí)均采用固定的開(kāi)關(guān)頻率)不同，跳脈沖模式下轉(zhuǎn)換器工作在跳躍的開(kāi)關(guān)周期，可以節(jié)省不必要的開(kāi)關(guān)操作。跳脈沖模式下，在一段較長(zhǎng)時(shí)間內(nèi)電感放電，將能量從電感傳遞給負(fù)載，以維持輸出電壓。但是，跳脈沖模式會(huì)產(chǎn)生額外的輸出噪聲，這些噪聲由于分布在不同頻率，很難濾除。先進(jìn)的開(kāi)關(guān)電源IC會(huì)合理利用兩者的優(yōu)勢(shì)：重載時(shí)采用恒定PWM頻率；輕載時(shí)采用跳脈沖模式。
　　優(yōu)化開(kāi)關(guān)電源效率
　　開(kāi)關(guān)電源因其高效率指標(biāo)得到廣泛應(yīng)用，但其效率仍然受開(kāi)關(guān)電路的一些固有損耗的制約。設(shè)計(jì)開(kāi)關(guān)電源時(shí)，需要仔細(xì)研究造成開(kāi)關(guān)電源損耗的來(lái)源，合理選擇器件，從而充分利用開(kāi)關(guān)電源的高效優(yōu)勢(shì)。

• 通信詞典解釋