PSRR測量技術(shù)探討及檢視D類放大器性能的替代方法[圖]

摘要

開環(huán)閉環(huán)D類放大器逐漸成為消費(fèi)性音頻電子設(shè)計(jì)人員的優(yōu)先選擇，若要準(zhǔn)確地掌握放大器的性能，就需要不同的方式來檢視電源紋波的效果�，F(xiàn)在的音頻設(shè)計(jì)人員非常重視降低系統(tǒng)成本、縮小體積以及提升音質(zhì)，而這些都需要高度供電噪音抑制架構(gòu)才能達(dá)成，然而，供電抑制比 （PSRR） 測量無法準(zhǔn)確判別D類橋接負(fù)載 （BTL） 放大器的性能。本文將探討傳統(tǒng)的PSRR規(guī)格及測量技術(shù)，并說明其何以無法確切地測得放大器的供電抑制功能，此外，文中還將提供另一種方式來檢視放大器音頻性能中的電源紋波效應(yīng)。

長久以來，供電抑制比（PSRR）一直是評定放大器是否能抑制輸出端電源噪音的絕佳方式，然而，隨著D類放大器的普及與性能優(yōu)勢，光靠PSRR做為供電噪音抑制的指標(biāo)已顯不足。比較開環(huán)閉環(huán)數(shù)字輸入I2S放大器的PSRR規(guī)格時，這點(diǎn)尤其明顯。PSRR規(guī)格大多相同，不過，聆聽采用非理想電源供應(yīng)的放大器所發(fā)出的音質(zhì)時，即可明顯地判別出音質(zhì)的差異。本文將概述傳統(tǒng)的PSRR測量方式，并說明這種測量方式何以無法確切判斷橋接負(fù)載（BTL）配置中D類放大器的供電抑制性能，同時提供能有效測量D類放大器之中供電噪音效應(yīng)的替代方法。

若要了解PSRR測量何以不再能確切判別供電抑制性能，必須先回顧AB類放大器主導(dǎo)消費(fèi)性音頻電子產(chǎn)品的那段歷史。AB類放大器過去的配置都采用單端（SE）或BTL輸出配置，這與現(xiàn)今的配置相同。事實(shí)上，SE AB類放大器一般都使用分支軌電源 （split rail supply） （亦即 +/- 12V），因?yàn)殡娫垂��?yīng)主要采用變壓器的型態(tài)，而且加入第二個軌不會導(dǎo)致成本負(fù)擔(dān)。BTL配置較常用于非分支軌電源的音頻系統(tǒng)。然而，不論是SE或BT配置，通過AB類放大器的基本架構(gòu)以及低于電源軌電壓的輸出電壓，AB類放大器都能達(dá)到良好的PSRR.

針對AB類放大器，PSRR測量能夠較準(zhǔn)確地指出放大器抑制電源噪音的能力，尤其是對于SE配置 （詳見下文）。首先讓我們來了解D類放大器對于市場的影響。D類放大器的高效運(yùn)作改變了市場的生態(tài)，使得工業(yè)設(shè)計(jì)出現(xiàn)大量的創(chuàng)新，尤其是體積尺寸的縮減。然而，這類放大器的架構(gòu)與AB類放大器有根本上的差異，而且?guī)缀跚逡簧�地選用BTL作為其輸出配置。

在BTL配置中，D類放大器具備由四個FETS組成的兩個輸出級 （也稱為全橋式）。SE D類放大器則只有由兩個FETS組成的單一輸出級（也稱為半橋式）。相較于SE配置，BTL輸出配置具有多項(xiàng)優(yōu)點(diǎn)，包括特定電源軌的四倍輸出功率、較佳的低音回應(yīng)，以及絕佳的開關(guān)噪音抑制性能。BTL架構(gòu)的缺點(diǎn)則是需要兩倍數(shù)量的FET電晶體，這表示晶粒的大小尺寸及相關(guān)成本增加，而且重建濾波器 （LC濾波器） 的成本加倍。在現(xiàn)今SE及BTL D類放大器并行的市場中，BTL占了絕大多數(shù)。

在D類BTL配置中，傳統(tǒng)的PSRR測量無法發(fā)揮效用。為了深入了解其中的原因，就必須先了解D類放大器的運(yùn)作方式以及PSRR的測量方式。D類放大器是切換放大器，輸出會以極高的頻率在軌與軌之間切換，而此頻率一般在250kHz以上。音頻會用來進(jìn)行切換頻率（方波）的脈沖寬度調(diào)變（PWM），然后重建濾波器 （LC濾波器） 會用來擷取載波頻率中的音頻。這類切換架構(gòu)的性能相當(dāng)高 （架構(gòu)與開關(guān)模式電源供應(yīng)相同），但是對于供電噪音的敏感度也遠(yuǎn)遠(yuǎn)高于傳統(tǒng)的AB類放大器。再仔細(xì)想想，放大器的輸出基本上是電源軌（經(jīng)過脈沖寬度調(diào)變），因此任何出現(xiàn)的供電噪音都會直接傳送到放大器的輸出。

供電抑制比（PSRR）是測定放大器抑制供電噪音 （亦即紋波） 達(dá)到何種程度的測量方式。這是選用音頻放大器時必須考慮的重要參數(shù)，因?yàn)镻SRR不佳的音頻放大器通常需要高成本的電源供應(yīng)及/或大型去耦合電容。在消費(fèi)市場中，電源供應(yīng)的成本、尺寸及重量是重要的設(shè)計(jì)考慮，尤其在體積外型不斷縮小、價格急速下滑，而且便攜式設(shè)計(jì)日益普遍的情況下更是如此。

在傳統(tǒng)的PSRR測量中，放大器的電源電壓包含DC電壓及AC紋波信號 （Vripple）。音頻輸出為AC接地，因此測量期間不會有任何音頻。由于所有的電源電壓去耦合電容都已移除，因此 Vripple不會明顯減弱 （圖1）。此時會測量輸出信號，然后使用等式1計(jì)算PSRR:

圖1:傳統(tǒng)的PSRR測量

圖2顯示在D類BTL音頻放大器上進(jìn)行的傳統(tǒng)PSRR測量。重建濾波器前后的輸出明顯出現(xiàn)供電噪音，不過，請注意出現(xiàn)的噪音在負(fù)載中為同相位（in-phase）。因此，測量PSRR時，Vout+與Vout-紋波會相互抵消，產(chǎn)生出供電抑制的錯誤指示，但是，可以清楚地看到放大器正將電源噪音直接傳送到輸出。這類PSRR測量無法指出放大器抑制供電噪音的優(yōu)劣程度，而PSRR測量無法發(fā)揮效用的主因是輸入在測量期間為AC接地。在實(shí)際應(yīng)用中，放大器的功用是播放音樂，這正是必須考慮的部分。

播放音頻時，供電噪音會與內(nèi)送音頻相互混合/調(diào)變，而整個音頻頻帶會產(chǎn)生程度不一的失真狀況，BTL配置本身的抵消作用再也無法消除其中的噪音，業(yè)界稱此為互調(diào)失真（IMD）。IMD是兩個以上不同頻率的信號混合后所產(chǎn)生的結(jié)果，而且一般來說，所形成的信號頻率不會是其中一種信號的諧波頻率（整數(shù)倍數(shù)）。

圖2:具備LC濾波器的BTL D類PSRR測量

在繼續(xù)探討如何應(yīng)付PSRR測量的缺陷之前，首先談?wù)撘幌禄仞�。從前文的論述中，�?yīng)該不難察覺到D類放大器本身有電源噪音方面的問題，若不進(jìn)行反饋，這將成為一個重大缺陷 （在高階音頻應(yīng)用中，開放回路放大器可達(dá)到不錯的音質(zhì)，然而這類放大器一般都具備相當(dāng)穩(wěn)定、高性能的電源，而且成本也相當(dāng)高，因此不能相提并論。） 若要補(bǔ)強(qiáng)對供電噪音的敏感度，設(shè)計(jì)人員可以設(shè)計(jì)一個電源已經(jīng)過良好調(diào)節(jié)的系統(tǒng)，不過成本會增加，又或者是使用具有反饋的D類放大器 （也稱為封閉回路放大器）。

在現(xiàn)今的消費(fèi)性電子產(chǎn)品市場中，大多數(shù)的模擬輸入D類放大器都采用封閉回路。然而，其中的數(shù)字輸入I2S放大器有其缺陷。I2S放大器通過數(shù)字匯流排直接連接于音頻處理器或音頻來源，由于免除不必要的數(shù)字模擬轉(zhuǎn)換，因此可降低成本，并提升性能。但是，如今市場上的封閉回路I2S放大器并不普遍，因?yàn)橐�建立反饋回路來進(jìn)行PWM輸出取樣并且與內(nèi)送 I2S數(shù)字音頻串流（digital audio STream）相加總是相當(dāng)困難的。在模擬反饋系統(tǒng)中，通常是模擬輸出與模擬輸入相加總，因此較為簡易可行。然而，隨著I2S市場的演變，大多數(shù)的I2S放大器都采取模擬輸入放大器的做法，并采用反饋架構(gòu)。

顯然PSRR不是測量BTL D類放大器供電抑制的有效方法，那么應(yīng)該怎么做？現(xiàn)在回頭談?wù)劵フ{(diào)這個名詞。設(shè)計(jì)人員需要測量在播放音頻時所產(chǎn)生的互調(diào)失真及其對應(yīng)的THD+N配置。在開始之前，讓我們先回顧一下SE架構(gòu)。在SE架構(gòu)中，不論是AB類、D類或Z類，都沒有BTL架構(gòu)的抵消作用，這是因?yàn)槔�叭的其中一端連接放大器，另一端則接地。因此，對于AB 類或D類放大器而言，在SE架構(gòu)中，傳統(tǒng)的PSRR測量都能夠確實(shí)指出供電噪音抑制的情形。

在進(jìn)行實(shí)驗(yàn)后便能取得一些數(shù)據(jù)，而藉由下列一系列測量所得的數(shù)據(jù)，則可分析和比較開放回路及封閉回路I2S放大器的電源紋波IMD.數(shù)字1kHz音調(diào)注入放大器的輸入，而100Hz 的500mVpp紋波信號則注入電源供應(yīng)。通過音頻精準(zhǔn)度內(nèi)建于FFT的功能可取得差動輸出的FFT,進(jìn)而進(jìn)行觀測IMD.

圖3顯示封閉回路I2S放大器的IMD測量，注意其中的1 kHz輸入信號以及幾乎不存在的旁波帶（sideband）。反饋回路正有效地抑制互調(diào)失真。

圖3:TAS5706封閉回路互調(diào)曲線圖

圖4顯示相同的IMD測量，但是這次是在I2S開放回路放大器進(jìn)行測量。900 Hz及1.1kHz的旁波帶相當(dāng)明顯，因?yàn)槠渲袥]有抑制IMD的反饋。

圖4:開放回路互調(diào)曲線圖

現(xiàn)在提供一個好消息。在圖3及圖4中，可以清楚看出電源噪音IMD所產(chǎn)生的效果，不過，就音質(zhì)而言，IMD是一種很難達(dá)到定性的測量方式。進(jìn)行這種實(shí)驗(yàn)時，可選擇改為測量 THD+N配置，以下兩項(xiàng)測量將依此進(jìn)行。THD+N是以1kHz數(shù)字音頻及500mVpp電源紋波進(jìn)行測量，電源紋波頻率則介于50Hz至1kHz之間。

圖5顯示開放回路放大器在不同電源紋波頻率下的THD+N曲線圖。紅線表示電源供應(yīng)未出現(xiàn)任何紋波的放大器性能，這是最理想的狀態(tài)。另一條曲線表示介于50Hz至1kHz之間的紋波頻率。當(dāng)紋波頻率增加時，失真對頻率帶寬的影響也會增加。通過經(jīng)過良好調(diào)節(jié)的電源能夠達(dá)到良好的開放回路性能，不過，這會使得成本提高，對于現(xiàn)今極為競爭的消費(fèi)性電子產(chǎn)品市場而言，會是一大問題。

圖5:開放回路：不同PVCC紋波頻率的THD+N與頻率

圖6顯示封閉回路放大器的相同THD+N曲線圖。其中反饋抑制了互調(diào)失真，因此音頻未出現(xiàn)任何紋波噪音。

圖6:封閉回路：不同PVCC紋波頻率的THD+N與頻率

結(jié)論

本文回顧了測量PSRR的傳統(tǒng)方法，并指出其未能有效測量BTL D類放大器供電紋波效應(yīng)的原因。BTL輸出配置本身的抵消作用加上測量期間未出現(xiàn)任何音頻，便產(chǎn)生了錯誤的讀數(shù)。這是規(guī)格上的重大缺陷，因?yàn)楣╇娫胍粢种菩阅苁沁x擇D類放大器時其中一項(xiàng)相當(dāng)重要的指標(biāo)，尤其在檢視數(shù)字輸入 （I2S） 封閉回路及開放回路放大器的性能差異時更是如此。若要更正確地了解供電噪音抑制，就必須檢查輸出出現(xiàn)1kHz音頻信號且電源供應(yīng)出現(xiàn)噪音時的IMD及THD+N情況。本文最后說明封閉回路D類放大器何以能夠針對供電噪音進(jìn)行補(bǔ)償而開放回路放大器卻無法做到。在極為競爭的消費(fèi)性電子產(chǎn)品市場中，成本是考慮的核心因素，而封閉回路架構(gòu)能否降低系統(tǒng)成本是相當(dāng)重要的設(shè)計(jì)重點(diǎn)。