基于AD8349的無(wú)線直接變頻發(fā)射機(jī)設(shè)計(jì)與實(shí)現(xiàn)

　　摘要：分析無(wú)線直接變頻發(fā)射機(jī)中的邊帶和本振泄漏問(wèn)題，導(dǎo)出調(diào)制信號(hào)和本振信號(hào)的幅度和相位不平衡度與該發(fā)射機(jī)的邊帶和本振抑制能力之間的定量關(guān)系，并用MATLAB軟件進(jìn)行了仿真，最后，基于最新的AD8439型直接正交上變頻器，介紹直接變頻發(fā)射機(jī)優(yōu)化設(shè)計(jì)的具體措施，并給出實(shí)驗(yàn)結(jié)果。

　　關(guān)鍵詞：直接變頻 幅相不平衡 發(fā)射機(jī)AD8349

　　引言

　　無(wú)線發(fā)射機(jī)的體系結(jié)構(gòu)長(zhǎng)期由超外差式所主載。隨著半導(dǎo)體工藝技術(shù)的進(jìn)步和對(duì)移動(dòng)通信設(shè)備小型化、低功耗、多功能需求的不斷增加，基于正交調(diào)制的直接正交上變頻技術(shù)DQUC（direct quadrature up-conversion）得到了迅速發(fā)展。它能夠直接將基帶信號(hào)搬移到射載頻并消除無(wú)用的邊帶信號(hào)，以實(shí)現(xiàn)單邊帶調(diào)制。其突出優(yōu)點(diǎn)是不要中頻放大、濾波、變頻等電路，同時(shí)放寬了對(duì)變頻器后濾波器的性能要求，甚至可以不需要濾波器，從而極大地減小了發(fā)射機(jī)的體積、重量、功耗和成本。但這項(xiàng)技術(shù)也存在很多缺點(diǎn)，如正交調(diào)制信號(hào)和正交本振信號(hào)相位和幅度的不平衡，對(duì)直流偏移失真非常敏感等，因此導(dǎo)致嚴(yán)重的邊帶和本振泄漏。

　　1 DQUC的邊帶和本振信號(hào)泄漏分析

　　典型的DQUC無(wú)線發(fā)射機(jī)的功能框圖如圖1所示，其中I（t）和Q(t)是正交基帶調(diào)制信號(hào)，fLO是射頻本振信號(hào)，fRF(t)是已調(diào)射頻信號(hào)。電路工作時(shí)，fLO先經(jīng)分相器移相產(chǎn)生正交本振信號(hào)fLO_I(t)和fLO_Q(t)，然后分別與正交基帶信號(hào)I（t）和Q(t)相乘后作代數(shù)（加或減）運(yùn)算，低消無(wú)用邊帶信號(hào)，輸出想要的邊帶信號(hào)fRF(t)，從而實(shí)現(xiàn)單邊帶調(diào)制。


　　理想情況下，正交調(diào)制信號(hào)I（t）,Q(t)是正交本振信號(hào)fLD_I(t),fLD_Q(t)的幅度和相位分別完全平衡，且不存在直流偏移。因此DQUC輸出的RF信號(hào)fRF(t)是一個(gè)理想的單邊帶信號(hào)，不存在邊帶和本振泄漏問(wèn)題。但在實(shí)際情況下，I(t)、Q(t)和fLO_I(t),fLO_Q(t)信號(hào)總是存在幅度和相位的平衡及直流偏移誤差。為了便于分析問(wèn)題，假設(shè)實(shí)際的I（t）,Q(t)和fLD(t),fLO_Q(t)信號(hào)分別為

　　式中，G，ψ，D分別為I（t）和Q(t)信號(hào)之間的歸一化幅度比、正交相位誤差和直流偏移誤差；A，θ，E分別為fLO_I(t)與fLD_O(t)信號(hào)之間的歸一化幅度比、正交相位誤差和直流偏移誤差。理想情況下，A=G=1；ψ=θ；D=E=0。

　　DQUC的輸出信號(hào)fo(t)可表示為


　　是泄漏的下邊帶無(wú)用信號(hào)fLSB(t),Dacos(ωct+θ)是泄漏的本振信號(hào)，Egcos(ωt+θ)+是輸出的低頻分量，通過(guò)BPF濾除。顯然，fRF(t)主要包括fHSB(t)、fLSB(t)和Dacos(ωct+θ)。下面著重對(duì)邊帶與本振泄漏問(wèn)題進(jìn)行討論。

　　2 無(wú)用邊帶和本振泄漏

　　由上文中的fo(t)公式可知，泄漏的無(wú)用邊帶信號(hào)fLSR(t)為


　　可調(diào)節(jié)A值，使AG→1，則有


　　泄漏的本振信號(hào)fc(t)為

fc(t)=DAcos(ωct+θ)≈Dcos(ωct+θ) (7)

　　顯然，fc(t)主要是由I(t)和Q(t)信號(hào)存在的直流偏移引起的。因此，在電路設(shè)計(jì)時(shí)，I(t)和Q(t)信號(hào)傳輸最好采用交流耦合，以減小或消除直流偏移，從而減小或消除本振信號(hào)的泄漏。當(dāng)然，電路中的EMC和CMI如果未得到很好的解決，也會(huì)引起較嚴(yán)重的本振泄漏。

　　3 DQUC的邊帶抑制能力

　　DQUC的邊帶抑制能力通常用邊帶功率抑制比（PSPR）來(lái)定量表示，也就是楊要的邊帶信號(hào)功率和需要抑制的無(wú)用邊帶信號(hào)功率的比值，即


　　考慮到正交本振信號(hào)是由正交調(diào)制器內(nèi)部的分相網(wǎng)絡(luò)產(chǎn)生的，其正交相位差ψ很小，近似等于0，所以，上式可以簡(jiǎn)化為


　　用MATLAB軟件對(duì)上式進(jìn)行計(jì)算分析，可以得出PSPR，AG和ψ→1，正交相位誤差ψ→0，即幅度和相位趨向平衡時(shí)，PSPR很大，當(dāng)AG逐漸偏離1，ψ逐漸偏離0，即幅度和相位的不平衡度增大時(shí)，PSPR急劇下降；當(dāng)AG→0.9, ψ→10°時(shí)，PSPR僅有二十幾個(gè)dB，邊帶泄漏已非常嚴(yán)重。顯然，DQUC對(duì)正交調(diào)制信號(hào)（包括正交本振信號(hào)）幅度和相位平衡度的要求非常嚴(yán)格。

　　在實(shí)際電路中，AG的調(diào)節(jié)較為方便，通過(guò)嚴(yán)格地調(diào)制可以使AG→1。但由于現(xiàn)有集成電路工藝水平的限制和電路布線、布局的影響，把正交相位誤差限制在±2°以內(nèi)已非常困難。即在實(shí)際電路優(yōu)化設(shè)計(jì)時(shí)，保證PSPR≥35dB比較困難。



　　4 直接變頻發(fā)射機(jī)設(shè)計(jì)

　　直接變頻發(fā)射機(jī)的結(jié)構(gòu)如圖3所示。直接變頻發(fā)射機(jī)直接正交上變頻調(diào)制器、高穩(wěn)定度本振和功率放大器三部分組成。圖中的I[9：0]和Q[9：0]是二路正交數(shù)字基帶信號(hào)，經(jīng)過(guò)高速雙通道TxDACAD9763變?yōu)槟�擬I/O信號(hào)。模擬I/O信號(hào)分別通過(guò)脈沖成形和抗碼間干擾升余弦根低通濾波后送入直接正交上變頻器AD8349，被直接調(diào)制到射頻載波上并送入后級(jí)射頻功率放大器放大，最終通過(guò)天線輻射。AD8349是ADI公司最新推出的高性能0.7～2.7GHz直接正交上變頻器，調(diào)制帶度高達(dá)160MHz。

　　直接變頻發(fā)射機(jī)對(duì)無(wú)用邊帶和本振泄漏的抑制能力除了與I(t)、Q（t）和fLO_I(t)、fLO_Q(t)信號(hào)的相位和幅度的不平衡度及其直流偏移有關(guān)外，還與PCB的板材、電路及其參數(shù)的優(yōu)化設(shè)計(jì)、布局、布線等因素有很大的關(guān)系。另外，在直接變頻發(fā)射機(jī)中，由于PA輸出信號(hào)的頻率和本振信號(hào)的頻率非常接近，所以往往會(huì)反串到本振鎖相環(huán)路中，對(duì)VCO輸出信號(hào)的頻率產(chǎn)生很強(qiáng)的牽引作用，引起本振信號(hào)頻率的偏移。為了抑制無(wú)用邊帶和本振泄漏，主要采取了以下幾項(xiàng)優(yōu)化設(shè)計(jì)措施。

　�。�1）I（t）、Q（t）信號(hào)傳輸采用差分線與交流耦合方式，消除了I(t)、Q（t）信號(hào)之間的直流偏移誤差。

　　（2）利用外接線性可變電阻器調(diào)節(jié)AD9763內(nèi)二個(gè)DAC的電流源的電流幅度比，也就是間接調(diào)節(jié)I（t）和Q（t）信號(hào)的幅度比A，以此去補(bǔ)償正交本振信號(hào)的幅度比G的偏差，使AG→1，從而減小正交調(diào)制信號(hào)和本振信號(hào)的幅度不平衡度。


圖3

　�。�3）對(duì)正交相位誤差的校正采取的措施是DAC后的抗碼間干擾低通濾波器LPF選用配對(duì)的集成電路，因其具有很好的相位和幅度匹配特性。其次，I（t）和Q（t）信號(hào)的布局和布線采用了對(duì)稱或差分結(jié)構(gòu)，基本上可以把I(t)和Q（t）信號(hào)的正交相位誤差限制在±2°之內(nèi)。另外，AD8349內(nèi)的本振信號(hào)分相器也存在一定的相位誤差，因此，在電路實(shí)際調(diào)試過(guò)程中，可以將二個(gè)LPF的互換，用正交調(diào)制信號(hào)的相位誤差對(duì)消正交本振信號(hào)的相位誤差。

　　（4）采用諧波法產(chǎn)生本振信號(hào)，即VCO輸出信號(hào)的頻率為本振信號(hào)的2倍，然后對(duì)其進(jìn)行2分頻，這樣就可以使RF信號(hào)的頻率和VCO輸出信號(hào)的頻的頻率上錯(cuò)開(kāi)，從而解決了PA信號(hào)對(duì)VCO可能造成的頻率牽引問(wèn)題。

　�。�5）由于DQUC的本振輸入信號(hào)和RF輸出信號(hào)的頻率通常都很高（1GHz以上），所以，本振信號(hào)輸入端采用了50Ω微帶線和傳輸線變壓器，以實(shí)現(xiàn)阻抗匹配和不平衡與平衡變換；RF信號(hào)的輸出采用50Ω微帶線和SMA接頭，以實(shí)現(xiàn)阻抗匹配和射頻信號(hào)接口。


圖4

　　5 直接變頻發(fā)射機(jī)的測(cè)試結(jié)果

　　直接正交上變頻調(diào)制器的測(cè)試頻譜如圖4所示。測(cè)試結(jié)果如下所述。

　　基帶I，Q信號(hào)：2×8bit/1.2288Mcps；中頻頻率：1570MHz；邊帶抑制比：-35.05dBc；載波泄漏：-36dBc;鄰道干擾抑制比：優(yōu)于-41dBc。

　　功率放大器指標(biāo)如下：

　　最大輸出功率：33dBm；諧波：小于-600dBc；效率：20%。

　　直接正交上變頻調(diào)制器和RF功率放大器聯(lián)調(diào)的測(cè)試頻譜如圖5所示。測(cè)試結(jié)果如下所述。

　　最大輸出功率：33.3dBm@1570MHz（測(cè)試時(shí)外加衰減15.7dB）；載波泄漏：-37dBc；鄰道抑制比：-41.92dBc@2.5MHz。


圖5

　　6 結(jié)束語(yǔ)

　　DQUC對(duì)調(diào)制信號(hào)和本振信號(hào)的正交性標(biāo)很高，對(duì)其幅度和相位失真非常敏感，如果解決不好，將會(huì)引起嚴(yán)重的邊帶和本振泄漏。本文定量分析和仿真了DQUC的調(diào)制信號(hào)和載波信號(hào)幅度和相位失真與邊帶和本振泄漏之間的關(guān)系，并針對(duì)性地提出了幾項(xiàng)具體的解決措施。同時(shí)利用DQUC研制了可用于發(fā)射AM、QAM、2BPSK、QPSK和GSM、CDMA、WCDMA等多模式信號(hào)的小型化發(fā)射機(jī)。該發(fā)射機(jī)與傳統(tǒng)發(fā)射機(jī)相比，體積和重量大大減小，非常適合用于移動(dòng)通信設(shè)備和微小型武器系統(tǒng)。