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放大器設計師一直都喜歡用負載拉移系統(tǒng)功能為所選晶體管開發(fā)阻抗匹配網(wǎng)絡。在線性系統(tǒng)中，簡單地把小信號輸入阻抗的復共軛用作源匹配網(wǎng)絡、把小信號輸出阻抗的復共軛用作負載匹配網(wǎng)絡就可以了。但針對功率器件和它們的非線性特性，負載拉移系統(tǒng)可以提供必要的信息最大限度地提高寬頻率范圍內(nèi)的功率轉(zhuǎn)移和輸出功率。
負載拉移技術需要研究有源器件（比如功率晶體管）對源和負載阻抗變化的響應。負載拉移系統(tǒng)提供了改變阻抗的途徑，還能針對最佳大信號條件表征器件。諧波負載拉移技術是基頻負載拉移測量的擴展，用于研究待測器件（DUT）在負載阻抗ZL與基準測試頻率和一個或多個基頻諧波頻率組合方面的響應性能。這種方法經(jīng)常用來提高高壓縮放大器的效率，或降低工作在功率回退狀態(tài)下的放大器的誤差向量幅度（EVM）。
呈現(xiàn)給DUT的阻抗可以用好幾種格式表述：阻抗ZL（包括R+jX）、電壓駐波比VSWR（作為幅度和相位中的復數(shù)）和反射系數(shù)ΓL（作為幅度和相位中的復數(shù)）。把DUT想像成一種雙端口器件（圖1），出現(xiàn)在DUT上的反射幅度ΓL就只是a2/b2，或反射波和前向行波之比。通用公式可以寫成：
Γx，n（fn） = ax，n（fn）/bx，n（fn）
在傳統(tǒng)的無源機械式調(diào)諧器系統(tǒng)中，反射產(chǎn)生的原因是由于使用金屬探測器（也稱為調(diào)諧塊）部分中斷了壓風管路的電場。探測器以某一可變的深度插入壓風管路；探測器插入壓風管路并中斷電場的深度越深，反射幅度ΓL就越大。沿著厚膜線長度滑動探測器將改變反射的相位。因此，通過選擇相對壓風管路合適的探測器垂直和水平位置，DUT上可以呈現(xiàn)Smith Chart上的任何阻抗。
只關注基頻阻抗的基準負載拉移調(diào)諧可以用一個調(diào)諧探測器或多個調(diào)諧探測器組合實現(xiàn)。諧波負載拉移調(diào)諧能夠使用級聯(lián)或濾波配置方式組合兩個、三個或多個探測器實現(xiàn)。
在使用無源機械調(diào)諧器時，很明顯a2總是要小于b2，原因是調(diào)諧器的反射限制（不是所有能量都可以被反射）以及DUT和調(diào)諧器之間的損耗（能量在到達調(diào)諧器時已有耗散，從而降低了可以被反射的能量值）。假設ΓL=1左右的諧波阻抗代表理論上理想的端接狀態(tài)，那么使用機械式調(diào)諧器在DUT參考平面可取得的值范圍應在ΓL=0.8和ΓL=0.92之間。
在通信和其它系統(tǒng)中越來越多地使用調(diào)制寬帶信號對傳統(tǒng)負載拉移系統(tǒng)提出了很大的挑戰(zhàn)。傳統(tǒng)負載拉移系統(tǒng)設計工作在離散頻率，而寬帶信號所占的頻譜段通常為10MHz或更寬。誠然，負載拉移系統(tǒng)也會在比如10MHz寬的帶寬上呈現(xiàn)一定的阻抗，雖然與調(diào)諧的中心頻率阻抗值不盡相同。在寬帶信號的帶寬上可能呈現(xiàn)出巨大差異的阻抗，因為包括探測器、電纜、夾具和調(diào)諧器本身在內(nèi)的DUT和阻抗調(diào)諧器之間存在相位延遲。這將導致容易令人誤解的放大器品質(zhì)因數(shù)值，如功率附加效率（PAE）和相鄰通道功率比（ACPR），并導致可能令人誤解的功率放大器性能結(jié)果。圖2演示了調(diào)諧阻抗上的相位延遲效應。在這個例子中，2.58MHz帶寬的寬帶信號與標準非優(yōu)化負載拉移系統(tǒng)一起使用，產(chǎn)生的相移是3度/MHz或信號帶寬上的7.74度。對于具有40MHz帶寬的多通道WCDMA信號來說，相移將為120度。
自從20世紀70年代后，IEEE出版物中就引用了有源閉環(huán)負載拉移方法。這種方法使用放大版的b2作為反射信號a2。為了達到這個目的，需要使用耦合器或環(huán)形器引導來自DUT的信號b2經(jīng)過可變放大級電路控制幅度和相位，最后重新將信號作為a2回注入器件。圖3顯示了典型閉環(huán)系統(tǒng)的功能框圖。
