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軟件無線電系統(tǒng)（Software Defined Radio）是指用軟件控制數(shù)字信號處理的方式，來完成傳統(tǒng)模擬無線電功能的系統(tǒng)，其核心是盡量使A/D和D/A轉(zhuǎn)換模塊靠近天線，在構(gòu)筑一個(gè)開放性的、模塊化的硬件平臺的基礎(chǔ)上，通過軟件來實(shí)現(xiàn)各種功能，擴(kuò)頻通信在發(fā)端采用偽隨機(jī)編碼序列對信號頻譜進(jìn)行擴(kuò)展，而接收端使用相同偽隨機(jī)碼序列對已擴(kuò)信號進(jìn)行解擴(kuò)，解擴(kuò)中，信號頻譜帶寬被恢復(fù)，噪聲頻譜被擴(kuò)展，故此時(shí)用帶通濾波器可以消除大部分噪聲，為降低噪聲干擾提供了一種有效途徑[1]，同時(shí)采用相關(guān)接收技術(shù)，使系統(tǒng)具有很強(qiáng)的抗干擾性能。將兩者結(jié)合構(gòu)成基于軟件無線電擴(kuò)頻通信系統(tǒng)，具有開發(fā)時(shí)間短、設(shè)計(jì)靈活、易于調(diào)試，可兼容性好等特點(diǎn)，是未來發(fā)展和運(yùn)用的趨勢。
2 系統(tǒng)原理
系統(tǒng)同步主要是解決通信中存在的接收端本地載波與發(fā)端載波不同步和兩端信息流速率不一致，在實(shí)際運(yùn)用中，收端接收機(jī)是實(shí)現(xiàn)系統(tǒng)同步的主要環(huán)節(jié)，其原理框圖如圖1所示，首先將接收信號從射頻變?yōu)橹蓄l（射頻采樣困難），并利用帶通濾波器濾除帶外噪聲，然后以固定頻率為fs的抽樣信號對中頻信號進(jìn)行直接采樣，即通過A/D變換，將其變換成數(shù)字信號送入DSP，在DSP內(nèi)用軟件完成對采樣信號正交數(shù)字下變頻，然后從下變頻產(chǎn)生的信號中估計(jì)頻偏的正負(fù)及數(shù)值大小，再進(jìn)卡爾曼濾波和數(shù)字鎖相環(huán)，可得到實(shí)際頻差與預(yù)測頻差之間產(chǎn)生的相位誤差信號，即完成同步搜索和頻偏估計(jì)，在同步搜索成功的基礎(chǔ)上，糾正載波頻偏和調(diào)整碼元速率并進(jìn)入同步跟蹤環(huán)節(jié)，此時(shí)，系統(tǒng)鎖定同步信息并跟蹤載波頻偏變化，同時(shí)進(jìn)行擴(kuò)頻碼的非相干解調(diào)和解擴(kuò)，最后還原出原基帶信息。
接收端頻率合成使用直接數(shù)字頻率合成器DDS，他受DSP控制，通過DSP輸出的反應(yīng)實(shí)際頻差與預(yù)測頻差的頻偏信號Δω’以及DPLL中數(shù)字環(huán)路濾波器輸出的相位誤差信號e（θ）來控制調(diào)整DDS的輸出頻率，實(shí)現(xiàn)收發(fā)兩端載波同步。
載波同步后，系統(tǒng)還需進(jìn)行收發(fā)兩端信息流速率的同步和對已擴(kuò)信號進(jìn)行解擴(kuò)。
3 系統(tǒng)同步的不確定性因素及其對系統(tǒng)性能的影響
無線傳輸信道對信號傳輸存在快衰落和慢衰落影響，同時(shí)還有加性噪聲干擾[2]，影響系統(tǒng)性能的主要因素有：
系統(tǒng)中的頻率源，由于系統(tǒng)中晶振受到各種因素影響，其實(shí)際輸出頻率與標(biāo)稱頻率之間存在差異，這種差異使得收發(fā)兩端載波頻率、相位產(chǎn)生漂移，從而造成系統(tǒng)性能下降，并且他還會(huì)使收發(fā)兩端信息流速率不同步，在收端產(chǎn)生信息的丟失或錯(cuò)誤地多收數(shù)據(jù)。
電波傳播的時(shí)延擴(kuò)散，由于收發(fā)兩端相隔一定距離，電波通過直射、反射、散射等路徑到達(dá)接收機(jī)天線時(shí)將產(chǎn)生時(shí)延擴(kuò)散，而在時(shí)間上的積累則會(huì)產(chǎn)生載波的相偏，除了上述主要因素外，多普勒頻移，多徑效應(yīng)等因數(shù)也會(huì)對系統(tǒng)性能產(chǎn)生影響。
對系統(tǒng)同步的影響主要表現(xiàn)在兩個(gè)方面：一個(gè)是系統(tǒng)中載波不同步。在本系統(tǒng)中，收端對發(fā)端發(fā)射的正交擴(kuò)頻信號進(jìn)行正交下變頻解調(diào)和解擴(kuò)，如果收端載波相對于發(fā)端載波存在頻率偏移Δf，此時(shí)經(jīng)對已解擴(kuò)信號進(jìn)行相關(guān)后發(fā)現(xiàn)，Δf的存在對相關(guān)峰將產(chǎn)生影響，其值越大，影響將越嚴(yán)重，二是收發(fā)端頻率源頻率不一致，當(dāng)收發(fā)端兩端頻率源頻率相同，收發(fā)兩端的信息流速率應(yīng)一致，而且采樣頻率fs應(yīng)與發(fā)端擴(kuò)頻碼速率RN的比值為一整數(shù)。此時(shí)設(shè)擴(kuò)頻碼長為LN，每碼片采樣M，則采樣一條擴(kuò)頻碼的樣點(diǎn)值Ns而應(yīng)為LN與M的乘積。如果收發(fā)兩端信息流速率不同步，采樣一條擴(kuò)頻碼的點(diǎn)數(shù)N’，可能不等于N，當(dāng)采樣速率fs＞M×RN，則估計(jì)出的擴(kuò)頻碼起始位置會(huì)比實(shí)際的起始位置要偏后，可見從減小收發(fā)兩端信息流速率的偏差出發(fā)，應(yīng)選用穩(wěn)定度高的晶振。
4 基于DSP的同步算法
4.1 載波頻偏估計(jì)算法
4.1.1 正交下變頻及頻偏檢測
正交數(shù)字下變頻及頻偏檢測模型如圖2所示。
以同相支路分量I路信號為例，設(shè)輸入中頻信號為：
4.1.2 頻偏的卡爾曼濾波
由于正交下變頻后，載頻正偏和負(fù)偏時(shí)正交支路的輸出表達(dá)式中相應(yīng)也正負(fù)號的問題，即頻偏正負(fù)呈現(xiàn)隨機(jī)性，此時(shí)如采用DPLL實(shí)現(xiàn)載波同步，則鑒相器實(shí)現(xiàn)困難，如在頻偏檢測后加一級卡爾曼濾波，就能解決DPLL中鑒相器實(shí)現(xiàn)困難的問題[3]。
設(shè)頻偏檢測輸出為Δω’，在對其進(jìn)行卡爾曼濾波時(shí)，采用遞推算法實(shí)時(shí)算出濾波系數(shù)，在初始階段，當(dāng)前測量值占有較大的比重，當(dāng)估測頻偏和實(shí)際頻偏相差較小時(shí)，當(dāng)前測量值占有比重越來越小，而預(yù)測值占有較大比重，從而達(dá)到對頻偏進(jìn)行快速捕捉和跟蹤并使輸出Δω’趨于穩(wěn)定，減小波動(dòng)范圍。
4.1.3 頻偏校正
本地頻率采用直接頻率合成器DDS，他由相位累加器和正、余弦表等組成，其結(jié)構(gòu)如圖3所示，其輸入信號，一是DDS中相位控制寄存器輸入端和相位控制信號，即數(shù)字環(huán)路濾波器輸出的相位誤差信號e(θ)，二是DDS中的頻率控制寄存器輸入端的頻偏控制信號，即卡爾曼濾波器輸出的Δω’，在輸出端，通過DDS內(nèi)部，e(θ)與Δω’進(jìn)行累加產(chǎn)生θ（n），并以此作為正余弦查詢表查詢地址得到sinθ（n）和cosθ（n）。從而實(shí)現(xiàn)對DDS輸出頻率的實(shí)時(shí)調(diào)整。
4.1.4 鑒相器
鑒相器采用Hilbert變換鑒相器[3]。其結(jié)構(gòu)如圖4所示。
鑒相原理：由DDS輸出sinθ（n），cosθ（n）分別與正交下變頻輸出同相分量I（n）、正交分量Q（n）產(chǎn)生同相支路分量I’（n）和正交支路分量Q’（n），然后輸入Hilbert變換鑒相器進(jìn)行鑒相得到相位誤差信號Δθ（n），其原理為：
當(dāng)卡爾曼濾波輸出Δω’＜0時(shí)：
在鑒相器中，同相支路分量為I’（n）＝f（n）cos（Δθ），當(dāng)Δθ→0時(shí)，I’（n）＝f（n），即為解調(diào)的擴(kuò)頻信號。
4.2 收發(fā)端信息流速率同步算法
實(shí)際系統(tǒng)中存在的收發(fā)數(shù)據(jù)流速率的不同步，雖然其偏差較小，但在接收端經(jīng)累積后，擴(kuò)頻碼起始位置會(huì)偏離估計(jì)的位置，因此，精確地確定擴(kuò)頻碼起始位置，成為實(shí)現(xiàn)收發(fā)兩端收發(fā)端信息流速率同步的首要任務(wù)，其算法是通過連續(xù)兩次對擴(kuò)頻碼中有效信息進(jìn)行同步搜索，獲得實(shí)際擴(kuò)頻碼的長度，然后將其與收端估計(jì)的擴(kuò)頻碼長度進(jìn)行比較，如果兩者相同，則收發(fā)兩端信息速率一致；如果不相同，當(dāng)檢測到的實(shí)際擴(kuò)頻長度小于估計(jì)的擴(kuò)頻碼長度時(shí)，說明收端采樣速率慢，需調(diào)快收端頻率，否則，說明收端采樣速率快，需調(diào)慢收端頻率，當(dāng)系統(tǒng)最終調(diào)整到收發(fā)頻率一致時(shí)，系統(tǒng)進(jìn)入同步跟蹤階段，在此階段，系統(tǒng)除完成同步跟蹤外，還需完成擴(kuò)頻號碼的解擴(kuò)。上述算法流程圖如圖5所示。
5 結(jié)語
由于卡爾曼濾波在信噪比情況較好時(shí)對實(shí)際頻偏具有快速捕獲跟蹤能力，再配合DPLL同步跟蹤，實(shí)際頻差與預(yù)測頻差之間產(chǎn)生的相位誤差信號Δθ（n）將趨于零，此時(shí)Hilbert變換鑒相器同相支路輸出I’（n）＝f（n）cos[Δθ（n）] 趨于f（n），頻偏得到校正，即實(shí)現(xiàn)了收發(fā)兩端載波同步，從載波已調(diào)擴(kuò)頻信號中解調(diào)出了擴(kuò)頻信號。
采用DSP進(jìn)行解擴(kuò)不同于采用純硬件解擴(kuò)，他不但需要考慮載波頻偏的影響，還需要考慮系統(tǒng)同步過程中估計(jì)的擴(kuò)頻起始位置與實(shí)際的擴(kuò)頻起始位置不一致的情況，即同步起始位置漂移（收發(fā)兩端信息流數(shù)率不一致）問題，以及系統(tǒng)同步以后如何保證系統(tǒng)不丟失同步信息。本文提出的系統(tǒng)同步算法能滿足上述要求。
作者：
熊卓列1，蔣卓勤2，陸玉蛾2
（1、湖南工程學(xué)院 湖南 湘潭411101；2、西安通信學(xué)院 陜西 西安 710106）
