LTE與5G NR終端互干擾研究

【摘要】未來5G終端將同時(shí)支持LTE和NR等多種制式。在LTE與NR收發(fā)鏈路同時(shí)工作的場(chǎng)景下，會(huì)存在多個(gè)頻段間的互干擾。首先對(duì)終端互干擾的來源進(jìn)行了理論分析，并將干擾劃分為諧波干擾、互調(diào)干擾以及諧波混頻干擾三大類。基于B3和3.5 GHz同時(shí)工作場(chǎng)景，文章進(jìn)一步分析了干擾的傳播路徑，并計(jì)算了共天線和獨(dú)立天線兩種結(jié)構(gòu)下的干擾程度，得出干擾主要來源于PCB泄露的結(jié)論。最后從基站調(diào)度、終端設(shè)計(jì)等方面提出了一些潛在解決終端互干擾的方案。

【關(guān)鍵詞】5G NR；互干擾；諧波；互調(diào)；混頻

doi:10.3969/j.issn.1006-1010.2018.02.000 中圖分類號(hào)：TN929.5 文獻(xiàn)標(biāo)志碼：A 文章編號(hào)：1006-1010(2018)02-0000-00

引用格式：邢金強(qiáng). LTE與5G NR終端互干擾研究[J]. 移動(dòng)通信, 2018,42(2): 00-00.

Research of LTE and 5G NR UE Interference

XING Jinqiang

(Beijing OPPO Telecommunication Company Limited, Beijing 100080, China)

[Abstract] UE in the 5G era will at least support many modes like LTE and NR. Interference within such UE will happen when LTE and NR working at the same time. This paper firstly analyzes the sources of interference and divide them into three kinds, i.e. harmonic, intermodulation and harmonic mixing. Based on B3 and 3.5GHz working scenario, this paper further analyzes the propagation paths and calculated the interference levels and get the conclusion that PCB leakage will become the key interference source. Finally, this paper gives some potential solutions from base station scheduling and UE design perspective.

[Key words] 5G NR; interference; harmonics; intermodulation; harmonic mixing

1 引言

5G標(biāo)準(zhǔn)制定正在如火如荼地討論中，未來的終端勢(shì)必將同時(shí)支持LTE和5G NR等多種制式。當(dāng)終端的LTE和5G NR收發(fā)鏈路同時(shí)工作時(shí)，在很多頻段組合下會(huì)發(fā)生相互干擾，造成靈敏度回退[1-2]，甚至導(dǎo)致這些頻段組合最終無法在現(xiàn)網(wǎng)中應(yīng)用。因此需要對(duì)終端內(nèi)部的互干擾進(jìn)行深入分析。

2 終端互干擾背景

2.1 互干擾來源與分類

終端內(nèi)互干擾主要來源于射頻前端器件的非線性。非線性器件可劃分為無源和有源兩大類。其中非線性無源器件包括濾波器、雙工器等；非線性有源器件包括開關(guān)、PA（功率放大器）、調(diào)諧電路等。無源器件產(chǎn)生的諧波及互調(diào)干擾一般要弱于有源器件。在有源器件中PA是主要的非線性來源。

描述非線性器件輸入輸出信號(hào)的泰勒級(jí)數(shù)展開式是：

y=f(v)=a0+a1v+a2v2+a3v3+a4v4+a5v5+… (1)

其中，v為輸入信號(hào)，y為輸出信號(hào)。

當(dāng)輸入為單音信號(hào)coswt時(shí)，輸出信號(hào)就包含了2wt、3wt等高次諧波分量。如諧波落入另一接收頻段時(shí)就造成了諧波干擾，如圖1所示。該干擾多發(fā)生在低頻發(fā)射和高頻接收同時(shí)進(jìn)行的場(chǎng)景。

當(dāng)輸入信號(hào)包含多個(gè)頻率分量時(shí)，輸出就包含了這些頻率分量的各階互調(diào)產(chǎn)物。以輸入兩個(gè)頻率分量cosw1t和cosw2t為例，輸出會(huì)包含二階互調(diào)（w1±w2）、三階互調(diào)（2w1±w2、w1±2w2）等。如互調(diào)產(chǎn)物落入接收頻段就會(huì)造成互調(diào)干擾。該干擾多發(fā)生在高低頻同發(fā)場(chǎng)景，外界信號(hào)倒灌入U(xiǎn)E發(fā)射鏈路場(chǎng)景等，如LTE語音和5G數(shù)據(jù)并發(fā)，LTE信令和5G數(shù)據(jù)并發(fā)等�；フ{(diào)失真中二階和三階失真幅度最大，階數(shù)越高失真幅度越小，一般來說三階以上互調(diào)失真幅度較小在多數(shù)場(chǎng)景下帶來的影響可不考慮。

此外，諧波混頻干擾也是需要注意的干擾場(chǎng)景，該干擾將在第5章節(jié)進(jìn)行全面討論，此處不贅述。

圖1 互干擾分類

2.2 典型頻段的互干擾

目前3.3 GHz—4.2 GHz頻段（以下簡(jiǎn)稱3.5 GHz頻段）是5G的重點(diǎn)部署頻段，對(duì)其造成嚴(yán)重干擾的信號(hào)多為低頻信號(hào)產(chǎn)生的二次諧波/三次諧波、二階互調(diào)/三階互調(diào)等。

以B3與3.5 GHz的互干擾為例，如圖2所示。B3上行的二次諧波會(huì)對(duì)3.5 GHz下行造成二次諧波干擾。B3上行與3.5 GHz上行的二階互調(diào)產(chǎn)物會(huì)對(duì)B3的下行接收造成干擾。此外還有更高階的四階互調(diào)和五階互調(diào)干擾等。

圖2 B3與3.5 GHz互干擾

下面將對(duì)互干擾情況做進(jìn)一步的分析。為簡(jiǎn)化分析，假定終端同時(shí)支持LTE和5G，在天線架構(gòu)上分為L(zhǎng)TE與5G共天線和獨(dú)立天線兩種架構(gòu)。下面將依次分析諧波干擾、互調(diào)干擾及諧波混頻干擾。

3 諧波干擾

3.1 共天線架構(gòu)

當(dāng)LTE與5G采用共天線架構(gòu)時(shí)，B3 PA輸出的二次諧波對(duì)3.5 GHz接收通路的影響主要分為以下三部分，具體干擾路徑如圖3所示。

一部分諧波經(jīng)過B3 Duplexer->Harmonic Filter->Switch->Triplexer->Switch->3.5 GHz Filter->Switch->LNA，之后進(jìn)入RFIC主接收通道，帶來干擾。

一部分諧波與上述類似，經(jīng)過天線空口輻射耦合進(jìn)入輔接收通道。

另有一部分B3 PA輸出的諧波經(jīng)過PCB板直接耦合進(jìn)入3.5 GHz主接收和輔接收通道，帶來干擾。

對(duì)于上述經(jīng)發(fā)射和接收通路進(jìn)入3.5 GHz LNA輸入端的諧波干擾，一般采用諧波抑制濾波器（Harmonic Filter）來降低干擾。

圖3 共天線諧波干擾表1為前端器件的典型參數(shù)，可用于對(duì)諧波干擾進(jìn)行分析計(jì)算。

表1 前端器件諧波參數(shù)

表2是諧波干擾強(qiáng)度的計(jì)算結(jié)果：

表2 共天線諧波干擾

二次諧波加載到LNA輸入口帶來了終端底噪的抬升，造成了靈敏度的相應(yīng)回退。當(dāng)工作帶寬為5 MHz時(shí)，主輔接收鏈路經(jīng)最大比合并后靈敏度回退達(dá)22.5 dB。當(dāng)帶寬為20 MHz時(shí)，主輔接收鏈路經(jīng)最大比合并后靈敏度回退16.5 dB。可見在共天線架構(gòu)下，B3二次諧波對(duì)3.5 GHz的靈敏度帶來了很大的回退。

3.2 獨(dú)立天線架構(gòu)

當(dāng)LTE與NR采用獨(dú)立天線設(shè)計(jì)時(shí)，B3發(fā)射信號(hào)的2次諧波將經(jīng)過如圖4所示的紅色路線進(jìn)入3.5 GHz的接收通路造成諧波干擾。相比共天線架構(gòu)，B3 PA輸出的諧波將經(jīng)天線耦合進(jìn)入輔接收通路，造成諧波干擾。除諧波抑制濾波器可以帶來一定的諧波抑制外，天線間隔離也進(jìn)一步降低了諧波干擾。

圖4 獨(dú)立天線諧波干擾采用與表1同樣的參數(shù)，計(jì)算獨(dú)立天線架構(gòu)下的諧波干擾，結(jié)果如表3所示：

表3 獨(dú)立天線諧波干擾

當(dāng)工作帶寬為5 MHz時(shí)，經(jīng)最大比合并，主輔天線靈敏度回退達(dá)21.8 dB。當(dāng)帶寬為20 MHz時(shí)，經(jīng)最大比合并，主輔天線靈敏度回退15.8 dB。可見在獨(dú)立天線架構(gòu)下，B3二次諧波對(duì)3.5 GHz的靈敏度也帶來了很大的回退。

3.3 諧波干擾小結(jié)

表4對(duì)共天線和獨(dú)立天線兩種架構(gòu)下諧波干擾帶來的靈敏度回退情況進(jìn)行了匯總。由對(duì)比可見，獨(dú)立天線架構(gòu)對(duì)靈敏度的改善僅有0.7 dB，即采用獨(dú)立天線并沒有明顯地改善靈敏度。

表4 靈敏度回退對(duì)比 dB

表5匯總了共天線和獨(dú)立天線兩種架構(gòu)下不同來源的諧波干擾強(qiáng)度。對(duì)比可見，獨(dú)立天線只改善了主接收鏈路的傳導(dǎo)干擾值，而對(duì)輔接收鏈路并沒有改善。相比之下，PCB泄露帶來的干擾對(duì)終端靈敏度的回退起到了主導(dǎo)作用。分立天線和諧波抑制濾波器均無法徹底解決B3對(duì)3.5 GHz的二次諧波干擾。

表5 諧波干擾對(duì)比 dBm

4 互調(diào)干擾

互調(diào)干擾是另一個(gè)引起終端靈敏度回退的主要因素。終端內(nèi)部多個(gè)前端器件均會(huì)產(chǎn)生互調(diào)干擾，包括Triplexer、Switch、Duplexer、PA等，其中B3 PA和3.5 GHz PA是產(chǎn)生互調(diào)干擾的主要來源。

4.1 定性分析

以B3 PA為例，互調(diào)產(chǎn)物包括以下幾方面：

（1）RFIC輸出的B3信號(hào)與正向饋入的3.5 GHz信號(hào)會(huì)進(jìn)行互調(diào)，產(chǎn)生二階、四階、五階等互調(diào)產(chǎn)物。

（2）RFIC輸出的B3信號(hào)與反向饋入的3.5 GHz信號(hào)產(chǎn)生的二階、四階、五階互調(diào)產(chǎn)物。

以上互調(diào)產(chǎn)物的一部分經(jīng)過B3 Duplexer進(jìn)入B3的主接收通路，一部分經(jīng)前端器件及天線耦合進(jìn)入輔接收通路，還有一部分經(jīng)PCB耦合進(jìn)入主輔接收通路。如圖5所示，互調(diào)產(chǎn)物傳播路徑如虛線所示。

以二階互調(diào)為例，計(jì)算互調(diào)產(chǎn)物對(duì)接收靈敏度的影響如下：

（1）B3 PA產(chǎn)生的正向二階互調(diào)產(chǎn)物落入B3主接收通路的強(qiáng)度為：

PB3_out+(P3.5G_out-PCBiso+PB3_GAIN)-IP2-ISOB3_dup (1)

（2）B3 PA產(chǎn)生的反向二階互調(diào)產(chǎn)物落入B3主接收通路的強(qiáng)度為：

PB3_out+(P3.5G_out-IL-ISOTrip-ISODup)-IP2-ISOB3_dup (2)

（3）B3 PA產(chǎn)生的正向二階互調(diào)產(chǎn)物落入B3輔接收通路的強(qiáng)度為：

PB3_out+(P3.5G_out-PCBiso+PB3_GAIN)-IP2-ISOB3_dup-IL-ISOAnt (3)

（4）B3 PA產(chǎn)生的反向二階互調(diào)產(chǎn)物落入B3輔接收通路的強(qiáng)度為：

PB3_out+(P3.5G_out-IL-ISOTrip-ISODup)-IP2-ISOB3_dup-ISOAnt (4)

其中，PB3_out為Band3 PA的輸出功率值，P3.5G_out為3.5 GHz PA的輸出功率值，PCBiso為PCB板間隔離，IP2為二階互調(diào)截?cái)鄰?qiáng)度，ISOB3_dup為雙工器在B3的收發(fā)隔離度，IL為鏈路插入損耗，ISOAnt為天線間隔離度。

圖5 B3 PA互調(diào)干擾

同理可分析，3.5 GHz PA產(chǎn)生的二階互調(diào)干擾如圖6所示：

圖6 3.5 GHz PA互調(diào)干擾

4.2 定量分析

表6列出了B3和3.5 GHz相關(guān)器件互調(diào)計(jì)算參考值。利用這些參數(shù)可計(jì)算互調(diào)干擾的強(qiáng)度以及落入接收頻段帶來的靈敏度回退情況。

表6 互調(diào)干擾器件參數(shù)

計(jì)算落入B3主輔接收通路的二階互調(diào)產(chǎn)物，引起的整機(jī)靈敏度相比單頻段靈敏度回退值為29 dB。落入B3 LNA主輔接收通路的四階互調(diào)產(chǎn)物帶來的整機(jī)靈敏度回退為7 dB�？梢�，二階互調(diào)造成的靈敏度回退占主導(dǎo)地位。PA的正向互調(diào)在各互調(diào)產(chǎn)物中占主導(dǎo)地位，即PA輸出信號(hào)經(jīng)PCB泄露到另一PA輸入端引起的互調(diào)。外加濾波器等射頻器件難以解決因PCB泄露造成的互調(diào)干擾，需考慮調(diào)度等方式來規(guī)避該干擾。

5 諧波混頻干擾

在零中頻接收機(jī)中，高頻信號(hào)與本振混頻后經(jīng)低通濾波器被還原到基頻。同樣，下行接收信號(hào)的倍頻與本振的倍頻混頻，經(jīng)低通濾波器后也會(huì)被還原到基頻。該信號(hào)將對(duì)有用信號(hào)造成干擾，導(dǎo)致靈敏度回退。這種干擾稱為諧波混頻干擾。

以三次諧波為例，如圖7所示，F(xiàn)c為低頻段下行有用信號(hào)的中心頻點(diǎn)，3Fc為高頻段上行發(fā)射信號(hào)的中心頻點(diǎn)。兩個(gè)信號(hào)在接收機(jī)中分別經(jīng)本振的Fc頻率和其三次諧波3Fc頻率混頻，頻譜均被搬移到基帶，RFIC接收機(jī)內(nèi)部的低通濾波器無法區(qū)分這兩個(gè)信號(hào)從而造成干擾。

圖7 諧波混頻圖示

在實(shí)際收發(fā)信號(hào)中，當(dāng)3.5 GHz信號(hào)的發(fā)射頻段與LTE接收頻段的倍頻有交疊即存在發(fā)生諧波混頻干擾的可能。如圖8所示，場(chǎng)景2和場(chǎng)景3將會(huì)發(fā)生諧波混頻[3-4]。

圖8 諧波混頻頻譜關(guān)系

圖9是終端內(nèi)部諧波混頻干擾的示意圖，以B26+B41為例。B41的發(fā)射信號(hào)進(jìn)入B26的接收鏈路，與B26中心頻點(diǎn)Fc的諧波進(jìn)行混頻，經(jīng)低通濾波器進(jìn)入基帶。按照B41 PA輸出功率27 dBm，PCB隔離70 dB，RFIC對(duì)三次諧波的抑制為20 dB計(jì)算，混頻干擾帶來的靈敏度回退達(dá)44 dB。由此可見，諧波混頻帶來的靈敏度回退很大。為降低干擾，需增加PCB隔離或降低本振的諧波強(qiáng)度。

圖9 終端內(nèi)諧波混頻示意圖

6 結(jié)束語

LTE低頻段與5G的3.5 GHz頻段同時(shí)工作的場(chǎng)景下，存在多種諧波干擾、互調(diào)干擾等，這些干擾均使靈敏度進(jìn)一步惡化。干擾的主要來源是PA輸出信號(hào)經(jīng)PCB耦合進(jìn)入接收鏈路的諧波干擾和互調(diào)干擾。通過在收發(fā)鏈路增加諧波抑制濾波器以及采用分立天線等射頻方法無法解決PCB耦合帶來的干擾。在實(shí)際應(yīng)用中，可進(jìn)一步從以下方面研究如何減少上述干擾帶來的影響。首先，研究通過資源調(diào)度盡量避免干擾頻率組合的使用；其次，需進(jìn)一步研究通過LTE與5G不同時(shí)收發(fā)，限定終端在LTE和5G的發(fā)射功率等降低干擾的方案；最后，在終端設(shè)計(jì)時(shí)應(yīng)盡量增加PCB隔離度，如將可能產(chǎn)生互干擾的布線及器件等拉遠(yuǎn)放置以增加隔離，對(duì)關(guān)鍵器件增加屏蔽罩降低輻射干擾等。以上方案的實(shí)際應(yīng)用效果有待進(jìn)一步驗(yàn)證。

參考文獻(xiàn):

[1] 3GPP TSG-RAN WG4 Meeting R4-1704759. Co-existence analysis on LTE-NR band combinations[R]. 2017.

[2] 3GPP TSG-RAN WG4 Meeting R4-1703219. Potential coexistence consideration on LTE-NR band combination[R]. 2017.

[3] 3GPP TSG-RAN WG4 Meeting R4-145696. Class A2 CA with low-band receiver harmonic mixing problem[R]. 2014.

[4] 3GPP TSG-RAN WG4 Meeting R4-150137. Receiver harmonic mixing issue in Class A2[R]. 2015.

[5] 3GPP TSG-RAN WG1 Meeting R1-1708276. Uplink sharing in NSA mode[R]. 2017.

[6] 3GPP TS 36.101. E-UTRA UE radio transmission and reception[S]. 2007.

[7] Reinhold Ludwig. RF circuit design: Theory and Applications[M]. 王子宇,譯. 北京: 電子工業(yè)出版社, 2002.

[8] David M Pozar. Microwave Engineering[M]. 張肇儀,譯. 北京: 電子工業(yè)出版社, 2006.★

作者簡(jiǎn)介

邢金強(qiáng)：高級(jí)標(biāo)準(zhǔn)化工程師，碩士畢業(yè)于北京郵電大學(xué)，曾任職于中國(guó)移動(dòng)研究院，現(xiàn)就職于北京歐珀通信有限公司，從事終端射頻和天線新技術(shù)研究以及3GPP標(biāo)準(zhǔn)化工作，曾主導(dǎo)成立6個(gè)3GPP標(biāo)準(zhǔn)項(xiàng)目并擔(dān)任報(bào)告人職位，含NB-IoT和5G等，同時(shí)擔(dān)任TS38.522標(biāo)準(zhǔn)Editor，累計(jì)提交并通過3GPP標(biāo)準(zhǔn)化文稿300余篇，發(fā)表學(xué)術(shù)論文8篇，專利近20項(xiàng)。

作者：邢金強(qiáng) 來源：《移動(dòng)通信》2018年2月