基于ARM的超聲波發(fā)射與控制電路設計[圖]

隨著科學技術的發(fā)展，高溫、高壓、高速和高負荷已成為現(xiàn)代工業(yè)的重要標志，但它的實現(xiàn)是建立在材料高質量的基礎之上的，為確保這種優(yōu)異的質量，必須采用不破壞產(chǎn)品原來的形狀、不改變其使用性能的檢測方法，對產(chǎn)品進行百分之百地檢測，以確保其可靠性和安全性，這種技術就是無損檢測技術。

超聲波檢測在無損檢測中占據(jù)著主要地位，廣泛應用于金屬、非金屬材料以及醫(yī)學儀器等領域。近年來以微電子學和計算機技術為基礎的信息技術飛速發(fā)展，超聲無損檢測儀器也得到了前所未有的發(fā)展動力，為了提高檢測的可靠性和提高檢測效率，研制數(shù)字化、智能化、自動化、圖像化的超聲儀是當今無損檢測領域發(fā)展的一個重要趨勢。而傳統(tǒng)的超聲波檢測儀存在準確性差、精度低、體積大、功耗大、人機界面不友好等問題。而超聲波發(fā)射與控制電路正是在一種基于ARM的超聲波檢測系統(tǒng)的基礎上，以ARM微控制器為核心，使用C語言編程，方便地實現(xiàn)了發(fā)射頻率與激勵電壓脈沖幅度的調節(jié)。

1 超聲波檢測系統(tǒng)的總體設計結構

基于ARM超聲波檢測系統(tǒng)的總體結構框圖，如圖1所示。該系統(tǒng)主要由3部分組成：超聲波前端發(fā)射接收電路、DSP和ARM處理器。

超聲波前端發(fā)射電路負責產(chǎn)生激勵脈沖電壓和重復頻率可調的超聲波。接收電路首先將反射回來的微弱信號經(jīng)放大、濾波等電路處理，然后通過A/D轉換電路對信號進行采集并將采集的信號經(jīng)數(shù)據(jù)緩沖FIF0送入DSP。

DSP接收由A/D轉換器經(jīng)FIF0緩沖后的數(shù)據(jù)，主要完成計算結構復雜的信號處理算法，提高超聲探傷儀器的精度和數(shù)據(jù)處理能力。

ARM處理器主要完成兩部分功能：一是控制功能，調節(jié)激勵脈沖的寬度和重復頻率以及放大電路的放大倍數(shù)；二是實現(xiàn)信號的實時顯示、存儲以及和外部的通信等功能。ARM微處理器采用基于ARM920T的16/32位RISC微處理器S3C2440A。其內核頻率最高為400MHz，功耗低，體積小，集成外設多，數(shù)據(jù)處理能力好，因而可廣泛應用于手持設備等。

2 超聲波發(fā)射電路

根據(jù)被測件的材料、厚度等不同條件，所需的相應超聲波探頭的頻率、發(fā)射電壓也不同。發(fā)射的超聲波頻率一般為幾MHz，高壓激勵脈沖一般為幾十到幾百伏，脈沖的上升時間不超過100ns。根據(jù)頻譜分析，激勵脈沖寬度探頭頻率之間存在著最佳關系式，當脈沖寬度滿足這一關系式時，接收探頭的接收信號質量最好。該關系式即為：

式中，f0為探頭頻率，2a為脈沖寬度。本設計所選探頭頻率為2.5MHz，由式(1)確定的脈沖寬度為600ns，所以放電時間應盡量控制在600ns。

超聲波探傷法的種類很多，實際運用中，大部分選用脈沖反射法，其發(fā)射電路多選用非調諧式，超聲波發(fā)射電路如圖2所示。電路由可調高壓電源、電阻R1和R2、能量存儲電容C、絕緣柵型雙極晶體管(IGBT)VQ、快速恢復型二極管VD1、VD2和探頭組成，設二極管等效電阻為R3，開關等效電阻為R4。ARM微處理器的PWM模塊產(chǎn)生頻率和占空比可調的脈沖，經(jīng)IGBT的驅動和保護電路后送入開關管VQ的柵極形成控制脈沖V1。當V1為負脈沖時，IGBT關斷，高壓電源通過R1、VD2對電容C充電，充電時間常數(shù)為τ1=C(R1+R3)。當t>5τ1時，認為電容C充滿。當V1為正脈沖時，IGBT開通，電容C通過開關管VQ、R2和二極管VD1對探頭放電，放電時間常數(shù)為τl=C(R2+R3+R4)。超聲波探頭收到高壓負脈沖的激勵后便產(chǎn)生一定頻率的超聲波。

電路中元件作用：

1)電阻R1用來限制充電時高壓電源對電容C的充電電流，即起到限流作用，并減小發(fā)射單元工作時對電源的影響，從這點考慮，要求電阻R1阻值越大越好。另一方面，電路的重復頻率f較高，為了使電容C在觸發(fā)前能充滿電，就必須滿足CR1<1/5f。所以要選擇合適的電阻R1的阻值。

2)電阻R2有2個作用：一是調節(jié)放電時間和發(fā)射功率，二是作為阻尼電阻，調節(jié)超聲脈沖寬度。R2的阻值越小，發(fā)射功率越小，發(fā)射脈沖越窄；R2阻值越大，發(fā)射功率越大，發(fā)射脈沖越寬。

3)快速恢復型二極管Vd1、Vd2濾去充電脈沖，使A點只有放電時的負電壓激勵脈沖。

充電時，電流i與電壓UR的關系式如式(2)～式(3)所示。

所研制的電路板可激發(fā)探頭產(chǎn)生0.5～10MHz的超聲波，激勵脈沖電壓最高可達830V，脈沖的上升時間小于50ns。

3 基于ARM的PWM脈沖的產(chǎn)生

ARM嵌入式處理器是具有極低功耗、極低成本的高性能處理器，運算速度快、精度高，而且便于實時操作系統(tǒng)的移植，真正成為實時多任務系統(tǒng)。S3C2440A內嵌PWM脈沖模塊含4通道16位定時器，占空比、頻率、極性可編程，且具有自動重載和雙緩沖功能。主頻FCLK最高達400M-Hz，APB總線設備使用的PCLK最高達68 MHz。具體過程為：首先，開啟自動重載功能，對PWM脈沖的各個參數(shù)通過PWM寄存器進行設置，如定時器配置寄存器(TCFGn)，定時器控制寄存器(TCON)，定時器計數(shù)緩存寄存器(TCNTBn)，定時器比較緩存寄存器(TCMPBn)，定時器計數(shù)觀察計數(shù)器(TCNTOn)等的設置。其次，設置相應定時器的手動更新位，然后設置開始位，在等待時間后定時器開始倒計數(shù)，當TCNTn和TCMPn的值相同時，TOUTn的邏輯電平由低變?yōu)楦�。當TCNTn為0，TCNTn用TCNTBn的值自動重載。如果要重新設置TCNTn的初始值，則要執(zhí)行手動更新。

通過使用TCMPBn來執(zhí)行PWM功能，PWM的頻率由TCNTBn來決定。雙緩沖功能允許對下個PWM周期在當前PWM周期任意時間點由ISR或其他程序改寫TCMPBn。

4 高壓電源及其控制

超聲波發(fā)射電路對激勵電壓脈沖要求較高，需要一定的幅值，而且脈沖寬度要求越小越好，且須有一定的發(fā)射功率，這決定了超聲波探傷的靈敏度，還關系到工件探傷的深度。如果要穿透較厚的工件，就需將較大的電功率轉換成聲功率。發(fā)射功率為：

式中，uA0為電容放電時的瞬間電壓，C為電容容量，t為放電時間，為有效功率。

當放電時間常數(shù)確定后，放電時間和C即確定。所以加大發(fā)射電壓是提高發(fā)射功率的主要途徑，由放電電壓公式可知，除電路中的各個電阻影響外，高壓電源的電壓是一個主要因素。但電壓又不能太高，否則會使壓電晶片加速老化。一般發(fā)射電壓不超過1800V。

這里采用美國Ultravoh公司的高壓電源模塊。其中“V”系列的型號為1V12-P0.4電源模塊，能完全滿足該設計的需求，其輸入電壓為12V，輸出電壓為0～1000V，控制電壓為0～5V，功率為0.4W。低功耗、體積小、重量輕，并帶有輸出電壓監(jiān)測和自保護電路。高壓電源控制電路如圖3所示。

ARM微處理器輸出的控制信號經(jīng)D/A轉換后可輸出0～5V的控制信號V2，相應的高壓電源模塊即可輸出0～1000V的電壓。

5 仿真及分析

為驗證本設計是否能滿足實驗的需要，對電路進行軟件仿真。因為t=5τ1，約為500μs時認為充電電容充滿，所以把開關頻率設置為1kH-z。仿真結果如圖4和圖5所示。

圖4中，高壓電源輸出為725V，R1=10kΩ，R2=100Ω，C=0.01μF，得到的激勵脈沖約為600V，寬度為600ns。此脈沖滿足本設計中超聲波頻率為2.5MHz時，探頭對激勵脈沖寬度的要求。

圖5中，當高壓電源輸出最大為1000V，R1=10kΩ，R2=100Ω，C=0.01μF時，得到的激勵脈沖約為830V，寬度為600ns。

由于帶充電電阻器的高壓直流電源效率不是很高，所以激勵脈沖的電壓也不能達到高壓電源的電壓。通過ARM微處理器發(fā)射不同頻率和占空比的控制脈沖，可以控制發(fā)射電路發(fā)射寬度和重復頻率可調的激勵脈沖。

6 結論

通過對發(fā)射電路工作原理以及各個元件作用的分析，得出了各個元件對超聲波所起的不同作用，以及ARM的PWM模塊如何對激勵脈沖寬度和重復頻率進行調制。經(jīng)驗證。該電路發(fā)射的超聲波功率、脈沖寬度和重復頻率均可調。能滿足多種檢測需求。